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1、第9章 功率因数校正技术,9.1 谐波和功率因数的定义9.2 开关电源的功率因数校正技术9.3 单相功率因数校正电路 9.4 三相功率因数校正电路9.5 软开关PFC技术9.6 单级功率因数校正技术,2,9.1 谐波和功率因数的定义,在理想情况下，电网中的电压和电流都是正弦信号，即,U :电压的幅值 I :电流的幅值 :电网电压的角频率 :电压和电流信号间的相位角,3,通常，电网电压是由电网中的电源发电机决定的，而电网中的电流则是由连接于电网的负载决定。某些非线性或具有时变性的负载会从电网中吸取非正弦电流，如三相感性整流负载的电流为图9-1中i的波形。这些波形是非正弦的，但仍然是与电网电压同频
2、率的周期信号，即满足将i(t)分解为傅里叶级数，即,图（9-1）,T1 :电网电压的周期,:基波成分,4,在电网中电压为正弦而电流为非正弦的的情况下，负载吸收的有功功率为 根据正交定理，有,5,视在功率为,UR、IR :电网电压、负载电流有效值,6,功率因数为,由于电网电压是正弦波，因此 ，而基波电流的波形也是正弦波，因此 ，式可以写成,:畸变因数,标志着电流波形偏离正弦的程度,7,如果电流是正弦波，则I1R=IR,=1；如果电流波形非正弦，则因为I1RIR，故无论电流波形是否为正弦，总是有1。,8,功率因数不为1的负载会给电网带来电能质量问题，这类负载对电网的“污染”可以分为谐波电流和基波无
3、功两部分，它们共同的危害是： （1）从电网吸去无功电流，导致电网中流动的功率增加，加大了电网的损耗。 （2）增加了发电和输变电设备的负担，降低了电网的实际可以传递的有功功率的大小。,9,由于谐波电流是非正弦的畸变电流，他对电网的危害更大： （1）造成电网电压畸变，影响其他设备正常工作。 （2）使变压器，发电机，补偿电容等设备损耗增加，温升加大，甚至烧毁。 （3）造成中线电流显著增加，导致中线严重发热，引起火灾。 （4）引起电网谐振，破坏电网稳定性。 （5）造成电网中继电保护装置误动作。,10,9.2 开关电源的功率因数校正技术,通常，开关电源的输入级采用二极管构成的不可控容性整流电路，如图9-
4、2。优点：结构简单、成本低、可靠性高。缺点：输入电流不是正弦波，而是位于电压峰值附近的脉冲，如图9-3。电流波形中含有大量的谐波成分，因此该电路的功率因数很低，通常仅能达到0.5-0.7，总谐波含量可达到100%-150%以上，对电网造成严重的污染。,图（9-3）,11,原因：二极管整流电路不具有对输入电流的可控性，当电源电压高于电容电压时，二极管导通，电源电压低于电容电压时，二极管不导通，输入电流为零，这样就形成了电源电压峰值附近的电流脉冲。解决办法：对电流脉冲的高度进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波，这一技术称为功率因数校正（Power Factor CorrectionPFC）。根据采用
5、的具体方法不同，分为无源功率因数校正和有源功率因数校正。,12,无源功率因数校正技术通过在二极管整流电路中增加电感、电容等无源元件和二极管，对电路中的电流脉冲进行抑制，以降低电流谐波含量，提高功率因数。如图9-4为一种典型的无源功率校正电路。 优点：简单、可靠，无需进行控制。 缺点：增加的无源元件一般体积都很大，成本也较高，并且功率因数通常仅能校正至0.95左右，而谐波含量仅能降至30%左右，难以满足现行谐波标准的限制。,图（9-4）,13,有源功率因数校正技术采用全控开关器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波，总谐波含量可以降低至5%以下，而功率因数能高达
6、0.995，从而彻底解决整流电路的谐波污染和功率因数低的问题。缺点：电路和控制较复杂、开关器件的高速开关造成电路中开关损耗较大、效率略将低于无源功率校正电路等。由于采用有源功率因数校正技术可以非常有效地降低谐波含量、提高功率因数，从而满足现行最严格的谐波标准，因此其应用越来越广泛。,14,单向有源功率因数校正电路 仅有一个全控开关器件。该电路容易实现，可靠性较高，应用广泛，基本上已经成为功率在0.5kW-3kW范围内的单相输入开关电源的标准电路形式。 三相有源功率因数校正电路结构和控制较复杂，成本也很高，因此目前三相输入的开关电源通常还采用无源功率因数校正技术。,15,9.3 单相功率因数校正
7、电路,一、基本原理开关电源中常用的单相PFC电路如图9-5所示。这一电路实际上是由二极管整流电路加升压型斩波电路构成。,16,由于采用升压型斩波电路，只要输入电压不高于输出电压，电感L的电流就完全受开关S的通断控制。S通时，L的电流下降。因此控制S的占空比按正弦绝对值规律变化，且与输入电压同相，就可以控制L的电流波形为正弦绝对值，从而使电流的波形为正弦波，且与输入电压同相，输入功率因数为1。,17,升压型有源PFC电路的状态等效电路如图9-6。升压型电路的输入电压是正弦电压整流后得到的直流脉冲波形，是以0,为周期重复的，因此电路中输入电压的表达式定义在0,区间上。将电路中的电压和电流用相量表示
8、，可以得到如图所示的相量图。,18,19,控制规律D（t）由如图的控制电路产生。电流跟踪控制电路使电 感电流跟踪电流给定信 号，而电流给定信号的 波形为正弦绝对值，因 此电感电流的波形也为 正弦绝对值，从而实现 了功率校正。电压控制电路根据升压型斩波电路的输出电压与电压给定间的误差，调节电感电流的大小，以达到控制输出电压的目的。电压控制电路的输出信号是平稳的直流信号，用乘法器将该信号同正弦绝对值信号相乘，得到幅值跟随电压控制电路输出变化的正弦绝对值信号，作为电流跟踪环的给定信号。,20,有源PFC电路中常用的电流跟踪控制方法：平均电流控制适用于功率为500W-3kW的PFC电路。 峰值电流控制
9、适用于功率小于500W的PFC电路。,21,开关电源中采用有源PFC电路的好处： （1）输入功率因数提高，输入谐波电流减小，降低了电源对电网的干扰。 （2）在输入相同有功功率的条件下，输入电流有效值明显减小，降低了对线路、开关、连接件等电流容量的要求。 （3）由于有升压斩波电路，电源允许的输入电压范围扩大，通常可以达到90-270V，能适应世界各国不同的电网电压，极大的提高电源装置的可靠性和灵活性。 （4）由于升压斩波电路的稳压作用，整流电路输出电压是稳定的，使后级DC-DC变换电路的工作点保持稳定，有利于提高控制精度和效率。不利影响：增加功率因数校正电路会使电源总效率下降3%-5%。,22,
10、二、主电路参数计算单相功率因数校正电路的输入电压和电流都是正弦波，因此有,Ui :输入电压的幅值Ii :输入电流的幅值1:电源电压的角频率,23,在忽略各种损耗的条件下，电路的输出功率与输入功率应相等，则有由于输入电压和电流都是正弦值，因此有电感电流是输入点流经全波整流后的波形，因此有,UiR、IiR:输入电压、电流有效值 Uo:输出电压 R:负载电阻,24,根据电路的状态空间平均模型，有PFC电路中D和D都是时变量，因此用D(t)和D(t)表示通常K很小，K0.01，因此，忽略式中第2项,K=1LIi/Ui,D=1-D,D为占空比,25,开关电流的表达式开关电流的周期平均值为开关电流的周期有
11、效值为,Ts=T1/N,26,而开关电流在输入电压周期内的有效值为令Ts0，N ，上式变成,27,三、单相功率因数校正电路的控制电路,单相PFC电路中常用控制芯片UC3854UC3854是专用控制集成电路，它集成了PFC电路控制所需的电压控制、平均电流跟踪控制、乘法器、驱动、保护、和基准源等全部电路，使用方便。其主要特点和技术参数为：电源电压：1835V工作频率：10200kHz基准源电压：7.5V驱动电流：0.5A（平均值），1.5A（峰值）,28,该芯片的内部结构及构成的典型电路如图9-7。,图（9-7）,29,VA及外部元件构成PI型电压控制电路，正弦绝对值参考信号来自主电路中整流输出端
12、，通过IAC引脚送入乘法器，乘法器将电压控制器的输出信号（VA Out）与正弦绝对值参考信号（IAC）相乘，作为电流跟踪控制器CA的给定。为了提高电压控制的快速性，乘法器还将电流给定信号除以输入电压有效值的二次方，这样当输入电压发生变化时，电流给定随之变化，无需经电压控制器调节，这称为前馈控制。例如，在后级功率保持恒定的条件下，输入电压突然变高，PFC级的输入电流应相应减小，以保持输入功率同输出功率的平衡。如果没有前馈控制，这一调节过程将由调节速度较慢的电压控制器完成，并由于调节控制暂时的功率不平衡导致输出电压的较大幅度波动，而通过前馈控制，这一调节过程可以在瞬时完成，减少了输出电压的波动。,
13、30,主电路中的电流采用0.25电阻检测，CA及其外部电路构成PI型电流控制器，该控制器输出的控制量经锯齿波比较电路后形成PWM信号，由驱动电路输出，驱动主电路中的开关器件。,31,9.4 三相功率因数校正电路,一、三相单开关功率因数校正电路三相单开关功率因数校正电路如图9-8所示。,图（9-8）,32,该电路是工作在电流不连续模式时的升压型斩波电路。连接三相输入的三个电感LALC的电流在每个开关周期内都不连续，电路中的二极管都应采用快速恢复二极管，电路的输出电压应高于输入线电压间电压峰值方能正常工作。该电路工作时的原理性波形如图9-9。,图（9-9）,33,S开通电感电流均值从零开始线性上升
14、（正向或负向），直到开关S关断三相电感电流通过VD7向负载侧流动，迅速下降到零在每一个开关周期中，电感电流是三角形或接近三角形的电流脉冲。 以iLA为例说明在输入电源周期内，线电流的波形。 当S导通期间，iLA线性上升；当S关断时，达到峰值IAP。 假设开关频率较高，在一个开关周期内，A相输入电压UA变化很小，变化量可以忽略，则可得到IAP的表达式为,34,假设开关频率较高，在一个开关周期内，A相输入电压UA变化很小，变化量可以忽略，则可得到IAP的表达式为图中阴影部分面积为假设S关断后电流iA下降很快，则图中非阴影部分的面积很小，可以忽略。这样，在这一开关周期内电流iA的平均值近似为,LA、
15、T为常数，如果在输入电源周期内，Ton保持不变，则开关周期平均值 的波形跟随输入电源电压uA的波形，因此 的波形是正弦波。,35,在分析中略去了图9-9b中非阴影部分的电流，因此实际的 波形同正弦波比有些畸变。可以想象，如果输出直流电压很高，则开关S关断后电流下降快，被略去的电流面积就很小，则 的波形同正弦波的近似程度高，其波形畸变小。因此，对于三相380V输入的单开关PFC电路，其输出电压通常选择为800V以上，其输入功率因数可达0.98以上，输入电流谐波含量小于20%，完全可以满足现行谐波标准的要求。由于该电路工作于电流断续模式，电路中电流峰值高，开关器件的通态损耗和开关损耗都很大，因此适
16、用于3-6kW的中小功率电源中。,36,二、三相6单开关PFC电路三相6单开关PFC电路通常被称之为三相PWM整流电路或单位功率因数变流电路。该电路结构如图9-10所示这一电路中，同相上下两个开关的通、断互补，并留有死区。LA的电流可由开关S1、S2的通断控制，因此通过适当地调制S1、S2的占空比，就可以使A相电流跟踪A相电压。同样，B、C相的电流也跟踪B、C相电压，这样就实现了功率校正。,图（9-10）,37,该电路仍属于升压型电路，所以输出电压应高于输入线电压峰值。采用这一电路，输入电流谐波含量可以降低至5%以下，功率因数可高于0.995，可以满足未来最严格的谐波标准的要求。特点：性能优越
17、，但所需开关数量较多，控制复杂，电路成本高。适用于容量为5-10kW的大功率电源，或对谐波及功率因数要求非常苛刻的电源中。,38,9.5 软开关PFC技术,PFC电路虽然解决了输入电流谐波和功率因数的问题，但降低了电源的总效率。PFC电路的损耗中很大一部分是开关器件的开关损耗，因此出现了采用软开关技术的PFC电路，这些电路成功地降低了开关损耗，提高了PFC电路的效率。,39,一、单相ZVT PWM软开关PFC电路电路的结构图如图9-11 该电路中S1、Lr、VD6等构成辅助谐振网络，使主开关S工作在零电压开通的条件下，显著减小了开关损耗。采用该技术可以使单相PFC电路的效率由硬开关方式的95%
18、提高到98%。,图（9-11）,40,二、三相单开关ZCT PWM软开关PFC电路电路结构如图9-12该电路中S1、Lr、Cr等元器件构成辅助谐振电路，使主开关S工作在零电流关断的条件下。由于三相单开关PFC电路中主开关器件关断电流峰值很高，承受的电压也很高，主开关常采用IGBT，因此关断损耗通常较大，采用零电流关断技术后，电路效率会明显提高，可达95%-97%。,图（9-12）,41,9.6 单级功率因数校正技术,基于升压型电路的有源功率因数校正技术具有输入电流畸变率低、输出直流电压较低等特点。若电路工作在电流连续模式，则开关器件的峰值电流较低。与常规的开关电源相比，采用上述结构的含有功率因
19、数校正功能的电源，由于增加了一级变换电路，主电路及控制电路结构较为复杂，使电源的成本和体积增加。因此，单级PFC技术应运而生。单级PFC变换器拓扑是将功率因数校正电路的开关器件与后级DC-DC变换器中的开关器件合并和复用，将两部分电路合而为一。,42,单级变换器的优点： （1）开关器件数减少，主电路体积及成本可降低。 （2）控制电路通常只有一个输出电压控制环，简化 了控制电路。 （3）有些单级变换器拓扑中部分输入能量可以直接传递到输出侧，不经过两级变换，效率可能高于两级变换器。单级PFC变换器在小功率电源中的优势较为明显。,43,一、单相单级PFC变换器单级PFC装置的主要性能指标：效率、元器
20、件数量、元器件电压电流应力、输入电流畸变率等。单级PFC变换器电路拓扑根据不同标准可以有不同分法：按开关数量：单开关单级PFC变换器、多开关单级PFC变换器。按电路形式：PFC部分为升压型、降压型、升降压型，DC-DC变换为正激型、反激型等。按两部分的工作方式：DCM+CCM、DCM+DCM、CCM+CCM。,44,由于升压型电路的峰值电流很小，目前应用的主要方案为单开关升压型PFC电路，DC-DC部分为单开关正激型或反激型电路，只有一个输出电压控制闭环。两种基本的单开关升压型单级PFC变换电路如图9-13基本工作原理：开关在一个开关周期中按照一定的占空比导通。开关导通时，输入电源通过开关给定
21、升压型电路中的电感L1储能，同时中间直流电容C1通过开关给反激变换器储能；开关关断期间，输入电源与L1一起给C1充电，反激变压器同时向二次电路释放能量。,图（9-11）,45,开关的占空比由输出电压调节器决定。在输入电压及负载一定的情况下，中间直流侧电容电压在工作过程基本保持不变，开关的占空比也基本保持一致。 输入功率中的100Hz波动由中间直流电容进行平滑滤波。由于只有一个输出电压控制环，中间直流电容电压及输入电流不直接受控制，所以变换器的工作方式必须保证输入电流波形自动跟随电源电压波形，以获得较高的功率因数，而且直流侧电压保持在合理的范围内。,46,PFC及DC-DC部分在不同工作方式下，
22、变换器的工作特点如下：1） DCM+CCM方式如果DC-DC部分工作在CCM方式，占空比将不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小。但是由于DC-DC部分工作在DCM方式，因此占空比不会立即变化，这样输入功率仍然保持重载时的情况，这样在输入和输出间就存在功率不平衡问题。不平衡的这部分功率必须储存在电容上，造成了直流母线上电压的升高，占空比随之减小。也就是说，输入功率也随之减小。这个动态过程一直到输入功率等于输出功率才会停止，这样达到了新的功率平衡。,47,工作于这种方式下，轻载时，通用输入电源（85-240V）的直流侧电压，会高达1000V。可以采用变频控制来降低直流电压，当负载变小时，可以增
23、大开关频率来达到变频控制的效果。但为了降低直流电压，必须有很宽的开关频率变化范围，造成电感和滤波器等电路元件设计十分困难。2） DCM+DCM方式如果两部分都工作在DCM方式，当负载变小时，占空比减小。随着占空比的减小，输出功率减小。因此，不存在输入功率和输出功率的不平衡问题。两部分都工作在DCM方式时，负载变小不会使直流电压过高。但是使开关峰值电流增大，存在较高的导通损耗，会降低系统的效率，而且增加了滤波器的体积。,48,3） CCM+CCM方式如果两部分都工作在CCM方式，输入功率和输出功率会自动达到平衡状态。当负载变小时，占空比基本保持不变。输入功率的大小会随着负载的大小变化。轻载时，不
24、会造成很高的直流电压。如果没有输入电流控制环，输入电流波形很难跟随电源电压成为正弦波。,49,单级PFC变换器现阶段存在的问题：开关器件上电压应力过大，电容上电压过高，输入电流畸变较大，开关峰值电流较大，整个装置效率较低等。为保证直流侧电压不随负载变化而波动，DC-DC变换部分一般均工作于DCM方式，直流侧的工作电压若不采取特殊措施，通常会超过400V（输入为220V时）。为降低对电容耐压要求及开关器件的电压应力，可采用的主要方案有： 1）直流侧电压反馈方案 当开关闭合时，在输入回路中串联与直流侧电压成比例的电压源以减小输出电感上的电压，从而减小电感从输入端吸收的能量，来达到降低直流电压的目的
25、。,50,如图9-14所示是一个采用直流电压反馈的单级单开关AC-DC变换器开关导通绕组W1的电压为电容C1两端电压反馈绕组W2产生极性与输入相反的电压反馈。电感上的充电电压等于输入电感减去反馈电压输入电感吸收的能量也将减少。,图（9-14）,51,优点：轻载时，反馈有助于减小直流侧的电压应力。另外，反馈绕组可以减小开关的电流应力，而且把一部分输入功率不通过中间储能电容而直接给负载。所以，这种变换器可以达到比较高的效率。该电路的工作波形如图9-15,图（9-15）,52,线电压在过零点附近没有输入电流。原因：反馈电压高于输入电压，所以电流畸变率有所增加，反馈电压越高，畸变率越高。如果N2=N1
26、，这个电路将没有功率因数校正功能。变换器将变为一个普通的AC-DC变换器。而且，主开关只流过DC-DC变换器的电流，因此有最小的电流应力。,53,其它类型的直流反馈方案如图9-16,图（9-16）,54,2）输入电感耦合方案采用输入电感耦合方案典型电路为图9-17所示的反激式变换器。变换器包含两个反激型电路：第一个PFC反激型电路包含变压器T1、二极管VD1、输出滤波电容Co和开关器件S(功率MOSFET)；第二个DC-DC变换器反激型电路由变压器T2、二极管VD2、中间直流侧电容C1、输出滤波电容Co和开关器件S(功率MOSFET)组成。,图（9-17）,55,PFC环节的第一个反激型变换器
27、工作在DCM方式，可以获得比较高的功率因数。DC-DC变换器可以工作在CCM方式，不但减小了电流应力，而且达到了较好的电压调节效果。 对于通用电压输入的应用场合，这个电路拓扑可以把中间级的母线电压限制在DC400V,而且可以达到较高的功率因数和效率。第二个反激型电路的工作情况和普通的DC-DC反激型电路相似。 反激型电路的变压器T1有两个放电回路。 当输入电压较低时，在开关器件关断期间，T1上的能量将通过VD1向负载释放，称为反激方式。 当输入电压较高时，在开关器件关断期间， VD1不导通，T1像一个升压电感，通过T2的一次绕组把它上面的磁能释放给中间电容，这种方式称为升压方式。,56,通过给
28、PFC电感增加了一个放电回路，该电路具有以下优点： （1）限制了中间直流侧的最高电压 只有当输入电压较高，T2工作在升压方式时，输入电压才会给中间电容充电。中间电容的电压越高，充电功率越小。 适当选择变压器的电压比，可以使中间直流侧的最大电压稍微高于输入电压的峰值，从而达到较低的电压应力和较高的功率因数。 对于通用输入的场合，中间直流侧的最大电压可以控制在400V左右，在电路中可以采用一个450V的电容。因为直流侧最大电压得到限制，所以DC-DC变换器单元工作在CCM方式时电流应力较小，而且对于单级PFC变换器轻载时不存在电压应力过高的问题。,57,（2）部分过载功率可直接传递至输出 在反激方
29、式，所有的输入功率直接通过T1传给负载。 在升压方式，一部分输入功率直接通过T2传给负载。一部分输入功率先储存在中间电容里，然后再通过DC-DC单元释放给负载。 通过开关传输的总功率比一般的单级PFC变换器少。这样可减少功率器件的电流应力，而且可以提高整个装置的效率。,58,二、三相单级PFC变换器,实现三相单级PFC变换器的一种方法：采用三组单级PFC变换器。特点：每个变换器均采用单相单级PFC变换器的方案，可实现模块化。缺点：整个电路和控制电路都比较复杂（电力电子器件和滤波元件数量多，每个变换器都得有单独的控制电路），实现难度较高。目前主要的三相单级PFC电路可划分为以下三类：升压型降压型
30、升降压型,59,1、升压型变换器升压型电路通常是将单开关PFC电路中的开关管由DC-DC部分的开关来替代，实现PFC原理基本相同。结构：通常由三相输入电感、二极管整流桥、直流滤波电容及DC-DC变换器组成。开关数目一般为4-6个。优点开关较少。缺点输入电流处于DCM状态，电流峰值较大，EMI较严重。直流侧电压较高。通常会达到输入相电压峰值的2.5-3倍以上。,60,几种典型的升压型单级PFC变换器结构如图9-18a.采用三电平逆变电路结构。该结构降低了开关所承受的电压。当S1与S2或S3与S4导通时，电感储能，使输入电流峰值正比于电源电压。,图（9-18）,61,b.采用了两个双开关正激型电路
31、，当S2或S3导通时，分别实现电源正、负半周电流波形的校正。,62,c.采用DC-DC变换电路中桥臂直通实现单开关PFC电路中开关管的作用。通过SC与S1S4的配合控制，可以实现所有开关管及二极管均为零电压开通。以上电路均可采用分时复用结构，以改善输入电流纹波。,63,2、降压型单级PFC变换器降压型单级PFC变换器输入整流桥通常由全控型开关器件组成，因此电路所用开关器件较多，通常大于6。输入电流一般为断续，因此通常在电源侧还需设置LC滤波器，也可以用分时复用结构改善输入电流的纹波。特点：直流侧电压较低，可以限制启动电流和直流短路电流。图9-19a为较早提出的基于矩阵式变换器的降压型变换器，其
32、整流桥的开关均为双向开关，如图9-19b,图（9-19）,(a),(b),64,3、升压型单级PFC变换器升压型单级PFC变换器输入整流桥通常由全控型开关器件组成，因此电路所用开关器件较多，通常大于等于6。根据电路原型不同，电流连续情况也不一样。 电路原型为升降压型电路的，输入电流一般断续。通常在电源侧还需设置LC滤波器。 电路原型为Cuk型电路，输入电流可为连续。其直流侧电压较低，可以限制启动电流和直流短路电流。,65,如图9-20为两种常用的升压型单级PFC变换器结构其原型为升降压型电路， 输入输出电流为断续， 若需要隔离型变换器， 可以将电路中直流侧电 感更换为反激型电源变 压器。其原型为Cuk型电路， 输入电流连续，开关数 量居中，是一种较好的 电路方案。,图（9-20）,66,单级PFC电路的特点：减少了主电路的开关器件数量，使主电路体积及成本降低。控制电路通常只有一个输出电压控制闭环，简化了控制电路。减少了元器件的数量。但是，单级PFC变换器元件的额定值都比较高，所以仅在小功率时整个装置的成本和体积才具有优势，对于大功率场合，两级PFC变换器比较适合。输入电流畸变率明显高于两级变换器，特别是仅采用输出电压控制闭环的升压型变换器。,67,谢 谢！,
