微弱信号检测课件.ppt

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1、1,4.3.0 概述4.3.1 信噪比改善（SNIR）4.3.2 相关检测原理4.3.3 锁定放大器4.3.4 取样积分器,4.3 微弱信号检测,2,4.3.0概 述,3,一.微弱信号检测定义,前面我们讨论了噪声的基本概念，以及降低噪声的一些基本方法，如采用低噪声放大器不会对被探测的辐射信号产生噪声“污染”；但如果光辐射信号非常微弱或者背景噪声或干扰的影响很大，造成通过光电检测放大电路后进入信号处理系统输入端的信噪比已很糟糕，甚至信号深埋于噪声之中，这时要想将信号检测出来，必须根据信号和噪声的不同特点，借助一些特殊的微弱信号检测方法将信号与噪声分离，将信号从噪声中提取出来。,S/N 1 微弱信

2、号（微弱光电信号）,4,微弱信号检测定义：利用电子学、信息论和物理学的方法，分析噪声产生的规律找到抑制的方法；研究被测信号的特点和相干性，检测被背景噪声淹没的弱信号。 微弱信号检测是测量技术中的尖端和综合领域，可划归“低噪声电子学”。,5,二. 微弱信号检测的途径,根据不同信号的特点，微弱信号检测的途径一般有三条：一是降低探测器与放大器的固有噪声，尽量提高其信噪比；二是研制适合弱检原理并能满足特殊需要的器件，例如，超导红外探测器； 三是研究并采用各种弱信号检测技术，通过各种手段提取信号。 这三者缺一不可。,6,1时域相关与频域的窄带化技术 利用时域中周期信号的相关性而噪声的随机、不相关性（或弱

3、相关性），通过求取信号的自相关函数或互相关函数，在强噪声背景下提取周期信号的“相关检测”。这相当于在频率中窄带化滤除干扰和噪声。特别适用窄带信号。例如锁定放大器。2平均积累处理 对于一些宽带周期信号应用上述方法处理效果不佳，一种根据时域特征用取样平均来改善信噪比并能恢复波形的取样积分器可获得良好探测效果。其基本原理是对于任何重复的（周期性）信号波形，每周期如在固定的取样间隔内取样m次积累则信噪比改善。因为“信号电压幅值为线性叠加”（有规律的周期信号）而“噪声功率为矢量相加”（无规律的随机信号）。,三.各种弱信号检测技术,7,例：窄带滤波法,由图看出：使用了窄带通滤波器后，则,如果B选得很窄，则

4、输出信噪比还能更大一些。,窄带通滤波器的实现方式很多，常见的有双T选频，LC调谐，晶体窄带滤波器等，但这种方法不能检测深埋在噪声中的信号，通常它只用在对噪声特性要求不很高的场合。更好的方法是用锁定放大器和取样积分器。,AV2（f）,8,3离散量的统计计数技术 用PMT（宽带低噪声前放、甄别器和计数器等电路完成）实现光子计算。4单次信息的并行检测技术 对于那些只有一次事件的信息记录，如对一个非周期信号的检测，可采用并行检测技术。实现并行检测需要一个探测阵列，其中每个探测器必须有存贮的功能，且可以依次将存贮的信息读出，再进行信号处理，一般采用多路传输和多道技术。典型例子：光学多通道分析器（OMAO

5、ptical Multichannel Analyzer ）。,9,5自适应噪声抵消法（双路消噪法） 如输入信号中混有干扰或噪声时，可以另外找到一个通道，它含有与信号通道中同样的干扰和噪声，然后两通道相减而将干扰或噪声抵消使信噪比提高。此法特别适合在信号频带范围内存在强干扰的情况下抑制干扰。,只能用来检测微弱的正弦波信号是否存在，并不能复现波形。,10,可供选用的弱检仪器，目前有如下几种：低噪声前放；各种锁定放大器（LIA）；各种取样积分器（Boxcar）；多点信号平均器；光子计数器；光多通道分析仪（OMA）,四.常用弱检仪器,11,4.3.1信噪比改善（SNIR）,12,定义：设系统的功率增

6、益为AV2（f），且f = f 0时AV2（f）取得最大值AV2（f0），那么，系统的等效噪声带宽为,一、有关带宽的一些定义,是矩形面积,1. 等效噪声带宽（ENBW）,对同一个系统，可分别根据定义求出其等效噪声带宽和3dB带宽，这两者之间存在一定的关系，但不完全相等。,13,3dB带宽,频率响应函数,幅频响应,例：求一阶RC低通滤波器电路的3dB带宽和等效噪声带宽,14,等效噪声带宽角频率表示,等效噪声带宽频率表示,或,由等效噪声带宽的定义,取零频时具有最大值,15,时间常数相同的RC网络等效噪声带宽比3dB带宽要宽：,对于二阶低通滤波器，1.22,对于三阶低通滤波器，1.15,对于四阶低通

7、滤波器，1.13,对于五阶低通滤波器，1.11,滤波器的阶次越高，fn和f的比值越来越接近于1，其幅频响应曲线越接近于理想滤波器。,对于一阶低通滤波器，,16,噪声是一种平稳随机信号；噪声一般采用长周期测定其均方值(即噪声功率)的方法，通常采用先计算噪声电压(电流)的平方值，然后将其对时间作平均，来求噪声电压(电流)的均方值，即：,表示噪声电压(电流)消耗在1电阻上的平均功率（噪声功率）,或,1） 噪声功率,2. 噪声通过系统的情况,17,表示频率在f与f+f之间的噪声频谱分量的平均功率,Sn(f)表示单位频谱的噪声功率,总噪声功率可由Sn(f)在频域上的积分得到：,2） 噪声功率谱密度,18

8、,设输入端的噪声功率谱密度为Si（f），则输出端的噪声功率谱密度S0（f）为：,若作用于输入端的是白噪声，其功率谱密度Si（f）通过功率传输系数为A2（f）的线性网络后，输出端的噪声功率谱密度不再是均匀的，如图（b）所示。即，白噪声通过有频率选择性的线性网络后，输出的噪声就不是白噪声了。,噪声输入,噪声输出,3）噪声通过系统的情况,19,根据噪声功率谱的含义，那么线性网络输出端的噪声电压均方值(即输出的噪声功率)为：,如果输入端是热噪声，即,则,通常已知,对白噪声，可方便计算输出端噪声电压的均方值。,20,信噪比改善（SNIRSignal Noise Improvement Ratio）是衡量

9、弱检仪器的一项重要性能指标。信噪比改善的定义为,二、信噪比改善,21,从数学表达式看，SNIR似乎是噪声系数F的倒数，但实质上两者是有差别的:噪声系数仅适用于不采取带宽限制的信号源加前置放大器的系统；并且得到结论F1。这个结论的产生是由于假设了输入噪声的带宽等于或小于放大系统的噪声带宽。对整个信号处理系统而言，实际上输入噪声的带宽要大于整个信号处理系统的带宽，因而噪声系数F便有可能要小于1，不适宜描述整个系统，因此而给出信噪比改善的概念。,22,Eni是等效输入宽带白噪声电压，其功率谱密度S(f)为常数，输入噪声带宽为fin，,下面导出系统存在白噪声情况下SNIR的表示式：,那么输出噪声功率为

10、,为系统的电压增益,则等效输入噪声功率为,23,放大系统的信噪比改善： 等于输入噪声的带宽fin与系统的等效噪声带宽fn之比。因此，减小系统的等效噪声带宽，可以提高信噪比改善。,是系统的功率增益，我们可以取中频区最大值，即,所以：,即系统的等效噪声带宽,故可得：,和系统的3dB带宽相等吗？,24,由此可见，那么只要检测放大系统的等效噪声带宽做得很小，使fnfni ，就可能将此信号检测出来。,而 fin=100kHz，fn=1kHz。,例：有一个信号掩埋在噪声中 ，输入信噪比,则,输出端信噪比得到改善，信号远大于噪声、信号被检测出来,25,例：窄带滤波法,由图看出：使用了窄带通滤波器后，则,如果

11、B选得很窄，则输出信噪比还能更大一些。,窄带通滤波器的实现方式很多，常见的有双T选频，LC调谐，晶体窄带滤波器等，但这种方法不能检测深埋在噪声中的信号，通常它只用在对噪声特性要求不很高的场合。更好的方法是用锁定放大器和取样积分器。,AV,26,4.3.2相关检测原理,27,为了将被噪声所淹没的信号检测出来，人们研究各种信号及噪声的规律，发现信号与信号的延时相乘后累加的结果可以区别于信号与噪声的延时相乘后累加的结果，从而提出了“相关”的概念。由于相关的概念涉及信号的能量及功率，因此先给出功率信号和能量信号的相关函数。,一. 引言,28,f1(t)与f2(t)是能量有限信号f1(t)与f2(t)为

12、实函数f1(t)与f2(t)为复函数f1(t)与f2(t)是功率有限信号f1(t)与f2(t)为实函数f1(t)与f2(t)为复函数,分如下几种情况讨论：,二. 相关函数,29,1. f1(t)与f2(t)是能量有限信号,(1) f1(t)与f2(t)为实函数:,互相关函数,可以证明：,的偶函数,镜像对称,30,互相关函数：,同时具有性质：,(2) f1(t)与f2(t)为复函数:,自相关函数：,31,互相关函数：,自相关函数：,2. f1(t)与f2(t)是功率有限信号,(1) f1(t)与f2(t)为实函数:,32,互相关函数：,自相关函数：,f1(t)与f2(t)为复函数:,33,Rxy

13、() Ryx() ，即Rxy() 与Ryx()互为镜像对称。如果两个信号或随机过程互相完全没有关系，（例如信号与噪声）则其互相关函数将为一个常数，并且等于两个信号平均值的乘积；若其中一个（如噪声）的平均值为零，则它们的互相关函数 Rxy()将处处为零，即完全不相关。如果两个信号是具有相同基波频率的周期函数，则它们的互相关函数将保存它们基波频率以及两者所共有的谐波成分，而相位则为两个原信号相应频率成份的相位差。,3. 互相关函数特点,34,4. 自相关函数特点,Rxx() Rxx() ，即Rxx() 为的偶函数。 Rxx(0) Rxx()， Rxx(0) 是最大值，并且代表x(t)变化量的平均功

14、率。如果x(t)是周期函数，则Rxx()也是周期函数，且周期相等，则Rxx()将包含基波和所有谐波成分，但失去原函数全部相位信息。 如果x(t)是非周期函数，则Rxx()从Rxx(0)最大值迅速随 增大单调递减并衰减到x(t)的平均值的平方。,35,根据Wiener-khintchine(维纳欣钦 )定理：,5. Wiener-khintchine定理,即x（t）的自相关函数Rxx（）和功率谱密度函数Sx（）是一对付里叶变换。,或,式中Sx（）是x（t）的功率谱密度函数。,求取随机信号自相关函数的计算方法！,36,（1） 正弦波： 根据定义式,可得: 由此可见，周期信号的自相关函数仍为周期信号

15、，且周期不变，但相位信息损失。,37,（2）白噪声 其功率谱密度与频率无关，为一常数 根据Wiener-khinthine定理，白噪声的自相关函数 将 换成 t ，依然成立，这就说明白噪声的自相关函数只在=0时存在，随着的增大，衰减很快。,38,（3）带通白噪声 实际的白噪声也都是在一定带宽之内的白噪声，这种一定带宽内的白噪声可定义其功率谱密度为： 这种带通白噪声的带宽决定于系统中的通频带。,39,周期性信号保留，噪声信号随时间衰减,40,原理：信号在时间上相关，噪声在时间上不相关。这两种不同的相关特性，可以把深埋于噪声中的周期信号提取出来，这是微弱信号检测的一种有效方法。根据相关函数的性质，

16、可以利用乘法器，延时器及积分器进行相关运算，从而将周期信号从噪声中检测出来，这就是所谓的“相关检测”。相关检测可分为自相关检测与互相关检测。,三. 相关检测,41,si(t): 信号ni(t): 噪声; x(t)= Si(t)+ ni(t),1. 自相关检测自相关检测的原理框图,42,通过积分器输出得到 :,Rsn()、Rns()分别表示信号和噪声的互相关函数，由于信号与噪声不相关，故几乎为零；而Rnn()代表噪声的自相关函数，随着积分时间的适当延长，Rnn()也很快趋于零；因此，经过不太长的时间积分，积分器之输出中只会有一项Rss()，故:这样，便可顺利地将淹没在噪声中的信号检测出来。,0,

17、43,例如，被检测信号为一余弦信号时，设 则:,Rss()为信号的自相关函数，它与信号同频的余弦函数，Rnn()为噪声的自相关函数，随的增加，衰减得很快，Rxx()为输出端最初的波形，仍混有噪声的干扰。,相应的自相关检测输出波形如图所示:,44,2. 互相关检测 互相关检测的原理框图如图所示 :,输入乘法器的是被含有噪声ni(t)的信号x(t)=ni(t)+Si(t)和被延时的与被检测信号Si(t)同频率的参考信号y(t)，最后积分器的输出为 :,45,Rny()是噪声与参考信号的互相关函数，参考信号和噪声是不相关的，Rny() 随积分时间T的延长而趋于零;Rsy()是信号与参考信号的互相关函

18、数，参考信号和信号是相关的，随积分时间T的延长而趋于某一函数值Rsy()。,46,互相关检测特点比自相关输出的噪声有关项要少2项，故互相关检测比自相关检测抑制噪声的能力强，并有一定的互相关增益。故抑制噪声的能力优于自相关。互相关检测要求用与被测信号同频率的参考信号y（t），当被测信号Si（t）未知时，要取得与Si（t）同频率的信号在某些情况下是困难的。要做大量试验工作，才能确定，这时一般不采用互相关检测。,47,4.3.3锁定放大器（LIA，Lockin Amplifier）,48,一.引言,锁定放大器是根据互相关检测原理使输入待测的周期信号与参考信号实现互相关来抑制噪声、检测微弱信号。对信号

19、有极高的放大倍数（有辅助前放时可达200dB）满刻度灵敏度达V、nV甚至pV，干扰噪声比信号幅度值高达上千倍仍可正常检测。,49,二.典型锁定放大器的原理框图,典型的锁定放大器主要由三大部分组成： 信号通道、参考通道、相关器,50,1.信号通道 从探测器输出的信号或源发出的信号经过被测物体后十分微弱，其信噪比甚至低于1/103。信号首先经过低噪声前置放大器进行放大；然后再通过各类滤波器和陷波器（如同步积分器或旋转电容滤波器）将信号进行初步的预处理，将带外噪声和干扰尽量排除；然后再作进一步的放大，以便送到相关器进行检测。,51,2. 参考通道参考通道信号和被检测信号频率相同，这是进行锁定放大的一

20、个必要条件。若被检测信号的频率不稳定，频率改变或漂移了，参考信号的频率也必须跟着改变，总是保持着两种信号的频率相等。因此锁定放大器所进行的工作又称为频域相干检测。参考信号送入参考通道后，首先进入触发电路，产生和被检信号同频的方波，再经过移相电路进行移相，然后经过驱动电路功率放大后，再送达相关器去控制相关器的乘法器。,不相同可以吗？,52,3.相关器（PSD）,相关器是锁定放大器的核心部件，锁定放大器之所以有很强的抑噪能力，主要是靠相关器消除噪声和干扰。相关器又称之为相敏检波器（PSDPhase Sensitive Detector）或相关解调器，主要是由一个乘法器（经常使用的是开关乘法器）和一

21、个积分器组成。,53,典型的相敏检波电路及波形：,输入输出波形： V01为未接C1、C2的输出; V02为接C1、C2的输出,54,电路分析： 信号Vs和参考信号VR同频同相， 正半周时：VR使G3、G2导通，G1、G4截止，信号Vs通过G3、R3加到运放同相输入端，输出为正； 负半周时：VR使G1、G4导通，而G2、G3截止，信号通过G1、R1加到运放的反相输入端，输出仍然是正。若不接电容C1、C2，则输出信号波形不平滑，此时为脉冲输出；接上电容C1、C2，则输出信号经积分后波形平滑，且输出为与输入幅度成正比的直流信号。,55,三. 相关器性能分析,56,设参考信号VB是如图所示的对称周期矩

22、形方波：,57,那么乘法器的输出（积分器的输入电压） ：,（1）输入信号为正弦波,58,若积分器的输出电压为V0，则V1、 V0满足微分方程：,59,将V1的表达式代入上式，进行积分，即可求出V0：,式中 ：,60,输入信号与参考信号的基波频率相等时,为积分器的时间常数。,且,包含待测信号的幅度VAm；R0/R1是近似积分器（或低通滤波器）的直流放大倍数（或直流增益）； V0与输入信号与参考信号之间相位差的余弦成正比：0，V0最大； /2，V00。缺点：线性范围(V0)较小,稳态输出电压,61,62,频率相同，相位不同,63,当输入信号为参考信号的偶次谐波,相关器能抑制偶次谐波,且时间常数Tc

23、=R0C0取足够大，使,则：,64,当输入信号为参考信号的奇次谐波,且满足,则T R0C0时，可得到：,当n=0时，即为基波输出，振幅为：,2n+1次谐波的振幅为：,则：,65,用图表示：,66,若输入信号频率偏离奇次谐波,当,可简化为：,代表奇次谐波与参考信号的相位差。,由上式可画出相关器输出函数的幅频特性图,67,相关器输出函数的幅频特性图：,68,相位相同，频率在变,n=1,n=2,n=3 相关器各点波形,69,以上是输入信号为正弦波的情况，实际测量中，常把慢变化或直流信号斩波，使之成为方波信号后再进行测量，这时：,可按同样的方法运算，求解化简得到：,为两方波的相位差,（2）输入信号为与

24、参考信号同频的方波,参考信号为对称方波，且 ：,为输入信号相对于参考信号的延迟时间。,70,输入信号为对称方波时，相关器输出直流电压为信号幅度（VAm）乘以积分器的直流放大倍数（R0/R1），且与两方波的相位差成线性关系，动态范围大，由此可见相敏检波器的意义。,71,四. 同步积分器,同步积分器又称为“相干滤波器”，在锁放中应用这种电路在信号通道中作为滤波用，大大提高了系统的整体性能。,72,1. 同步积分器（平均器）抑噪机理,基本原理：采用对信号和噪声的多次积累平均，将已知频率的周期信号从强噪声背景中提取出来。根据“噪声的随机性和信号的稳定性”，周期信号在时域中前后时间间隔中幅值是相关的，而

25、噪声则没有相关或很弱，这样在积累中按不同规律相加，多次积累之后，我们可以把信号从噪声中分离出来。显然，测量次数越多，则信噪比的改善越明显。,73,若测量次数为n，则累积的信号等于：,累积信号的平均值,另一方面，根据各次噪声的不相关性，则累积的噪声等于：,所以，测量次数n越大，则信噪比的改善越明显。而增加测量次数，就意味着延长测量时间，所以信噪比的改善是以耗费时间换来的。,得到信噪比为 :,累积的信号等于：,74,于是根据输入信噪比的大小以及对输出信噪比的数值要求，可由上式算出重复测量的次数n。例如，若已知 ，要求则 :,75,用累加的方法提高信噪比，要保证信号能线性地叠加。对于周期信号，就是要

26、使得累加过程与周期信号的重复出现同步地进行，这就是同步累积。为了利用同步累积的方法获得信噪比改善，通常将待测信号调制成周期的正弦波或对称方波。正弦波和周期性对称方波的正、负半周的信号取值分别为正值和负值，所以常常用两个累加器来实现同步累加。信号累加由同步开关与累加器相连同步进行。由于采用了积分器作为累加器故称“同步积分器”。,2. 工作原理,76,同步累积器的原理框图,其中V1（t）为输入信号， V2（t）为与V1（t）周期相同的参考信号，同步开关受V2（t）产生的控制信号控制，能保证V1（t）在累积器中同相地累积起来。,77,其中Vi（t）为输入信号， VR（t）为与Vi（t）周期相同的参考

27、信号，同步开关受VR（t）产生的控制信号控制，能保证Vi（t）在累积器中同相地累积起来。,78,注意:在实际应用同步累积法的时候，必须注意满足三个条件： （1） 信号应重复（周期） （2） 有适当的累积器（积分电路的时间常量） （3） 能做到同相累积要保证做到同相累积则要根据不同的被检测信号波形，确定不同的参考信号。,79,3. 特性分析,（类似于相关器的特性）,时间常数T=2RC,注意：相关器输出为直流，而同步积分器输出为交流！,参考信号VR是对称周期矩形方波,80,1）当输入信号为与参考信号同频的正弦波时，且2RC1，t2RC时，则稳压解为：,输出方波幅值Vm正比于信号幅值和信号与参考信号

28、之间的相位差余弦。,如采用如图所示的运放，则：,81,3）输入信号为参考信号的奇次谐波,2）输入信号为参考信号的偶次谐波时,4）输入信号频率偏离参考信号基波或奇次谐波一个小量,82,注意：输出交流信号为方波，其频率为参考信号频率,83,5）当输入信号为与参考信号同频的方波时：,输出方波的振幅与（两方波的相位差）成线性关系,84,1. 等效噪声带宽fN ：表示系统（电路）对噪声的通过能力或抑制能力,五. 锁定放大器的主要性能参数,RC低通滤波器信号（3dB）带宽,基波噪声带宽,总的等效噪声带宽,RC低通滤波器等效噪声带宽,对于PSD，考虑到在基波附近 的输出噪声都将在输出端产生噪声分量，故PSD

29、的基波等效噪声带宽应为RC低通滤波器等效噪声带宽的2倍，,对于白噪声，相应谐波等效噪声带宽为：,85,国外仪器一般都用低通滤波器的等效噪声带宽代替仪器总的等效噪声带宽，这是不太严格的。,目前国内外生产的锁定放大器的等效噪声带宽fN在103Hz量级。,从抑制噪声的角度来看，时间常数RC越大越好。但是RC越大，放大器反应速度就越慢，幅度变化较快的信号的测量将受到限制。所以在锁定放大器中用减小带宽来抑制噪声是以牺牲响应速度为代价的。在测量中应根据被测信号的情况，选择适当的时间常数，而不能无限度的追求越大越好。,86,2. 信噪比改善（SNIR）：信噪比改善是指系统输入端信噪比 与输出信噪比 的比值，

30、锁定放大器的信噪比改善常用输入信号的噪声带宽与PSD的输出噪声带宽之比的平方根表示：,例：设系统输入噪声带宽为100kHz，输出等效噪声带宽为103Hz，则信噪比（电压）改善为：104,（电压）,87,3. 动态范围和动态储备,这三个电平确定了仪器的几个重要性能指标：动态储备：指比满刻度输入信号大多少倍时输入噪声仍然能够被仪器抑制。输出动态范围 ：是指在确定的灵敏度的条件下满刻度输出时的输入信号大小与最小可分辨信号大小之比。输入总动态范围：是指在确定的灵敏度的条件下，最大噪声信号大小与最小可分辨信号大小之比，是评价仪器从噪声中提取信号能力的主要参数。,锁定放大器有几个标志其性能的临界电平：（1

31、）最小可分辨信号电平（MDS）；（2）满刻度信号输入电平（FS）；（3）最大过载电平（OVL）。,输入总动态范围一般取决于前置放大器的输入端噪声及输出直流漂移，往往是给定的。当噪声大时应增加动态储备，使放大器不因噪声而过载，但这是以增大漂移为代价的。当噪声小时，可增大输出动态范围，相对压缩动态储备，而获得低漂移的准确测量值。,88,1. 以相关器为核心的LIA2. 双相锁定放大器 特点：通过矢量运算电路可以同时检测信号的振幅和相位（差）信息，实现“双相锁定”功能，而且不需要调整参考信号和信号的相位差。,六. 锁定放大器的种类,89,双相锁定放大器原理框图,同相输出分量为,正交输出分量为,A,1

32、0-2-8,arctg,90,4. 外差式LIA：,AC放大与滤波,混频,频率合成,移相,带通,低通,利用频率变换将输入信号的频率变换到一个固定频率上，然后进行带通滤波和相敏检测，以便带通滤波器和相敏检波器的最佳设计，以及避免带通滤波器的调节。,91,1电调制2用机械调制盘获取同步的参考信号3利用锁相技术获取同步参考信号,七. 锁定放大器参考信号的提取,92,1LIA输入的是正弦或方波，输出的是DC。若是输入为DC要先变为AC。2如参考信号为待测信号的同频方波，获取困难时，需采用锁相环构成的自动频率跟踪LIA。3信号频率的选择要根据情况综合考虑。如果噪声是白噪声，可考虑采用探测器的最佳调制频率

33、。如果强干扰是主要矛盾，则利用相关器幅频特性躲开干扰频率。4. 时间常数T0R0C0 的选择。 T0增大， fN降低，抑噪能力上升，测量时间（系统稳定时间）增大。对于某些快速响应是不允许的，需要折衷考虑。可见提高LIA的信噪比是以牺牲测量时间为代价的。 5动态协调。背景噪声大时：AC增益下降、DC增益上升，使系统动态贮备上升，以免过载；背景噪声小时：AC增益增大、DC增益下降，使系统输出动态范围上升，减小漂移，使测量更准确。6为了增大动态范围，提高整机性能，注意屏蔽、接地等措施。,八. 应用LIA时需要注意的事项,93,4.3.4取样积分器,94,一. 概述,1. LIA的局限性（1）只能用正

34、弦波、方波，对于宽带任意波形的信号无能为力。（2）LIA实质是滤波器，靠降低等效噪声带宽来抑噪。但在强干扰噪声背景下，宽带信号的检测用压缩带宽的办法效果不明显。,95,2. 解决途径： 取样积分器（信号平均器、Boxcar积分器）将待测的周期信号逐点多次取样并进行同步积累。将时间变化的模拟量转变为对时间变化的离散量的集合，这种集合即为信号的低频复制。利用它可以解决在强噪声背景下任意形状的宽带周期信号的检测和波形再现问题。,96,首先，微弱周期信号的周期是已知的，这种信号一般是在主动测量中，源发出的周期性信号与被测物体作用后产生的，被检测的微弱信号的周期和源发出的周期性信号的周期存在一定的关系，

35、或者相等，或者存在某种函数关系。,97,如果我们能够很准确地对准周期信号的某一点（如图），在每个周期的这一时刻，都对信号进行取样，并把取样值保存在积分器中；经过次取样后，如同同步累积法一样，信号得到了增强，而噪声由于随机性，相互抵消了一部分所以信号在噪声中显现出来。如果对周期信号的每一点都这样处理，那就有可能将被噪声淹没的信号恢复波形。,98,二. 取样积分器的工作原理和分类,1. 工作原理,一个取样积分器的核心组件是取样门和积分器。通常采用取样脉冲控制RC积分器来实现，使在取样时间内被取样的波形作同步积累，并将所积累的结果(输出)保持到下一次取样。,99,取样门及积分器,100,2. 分类,

36、101,三. 取样积分器的工作方式,1. 定点式取样积分器,VR与VA保持同步产生触发信号，经延迟电路（可调，以确定要取样的时刻）作td 延迟，经过取样脉冲（Tg）控制取样门的开断时间，经过累加平均，经n次取样平均后，SNIRn,只能恢复周期性信号某一点的幅值,102,2. 扫描式取样积分器,如果要恢复周期信号的波形，必须在定点取样积分器的基础上，对周期信号的一周期内的各点进行扫描，把周期信号每一点的幅值都恢复出来，这就必须采取扫描工作方式。,103,104,在定点取样积分的基础上，顺序改变取样点的位置，就得到以扫描方式工作的取样积分器。如图所示：,当取样脉冲对准t1位置取样积分m次后，将取样

37、脉冲在时间轴上延时t（一般来说tTg）对准t2位置再取样m次，然后又向右移动t，对准t3取样积分m次直到取样脉冲移动扫过信号的一个完整的周期。,105,设被恢复的弱信号之周期为T，取样脉冲步进时间为t，要对弱信号一个周期取样完毕，而每个周期又只取样一次，故所需时间为：因此在积分器输出端得到的输出波形是将原被测信号拉长了n倍的波形;因此这种取样方式又称之为变换取样，波形如图:,106,扫描取样积分器的动画演示,107,3. 多点信号平均器,前面已经说明，扫描取样积分器在信号重复出现的一个周期内只对信号取样一次。因此要取出信号一个周期内的完整波形需要nT的时间。因此，取样积分器在时间上的利用率是很

38、低的。为了缩短恢复波形所需要的时间，可以使用多个取样积分器，在每个信号重复周期内对信号逐次多点取样。在有效的观察时间内，信号每重复一次，各取样积分器上存储的信号电压就进行一次累加，多次累加的结果，使信噪比得到改善;多点信号平均器就是这样一种实时取样系统，它等效于大量单点取样积分器在不同延时的情况下并联使用。,108,多点信号平均器对于恢复被噪声淹没的重复信号是一个强有力的工具，由于Boxcar是单点步进多次取样平均，因此需要测量时间很长。而多点信号平均器则是在信号的一个周期内对信号多点取样，在获得同样SNIR的情况下多点信号平均器所需时间只是单点平均器测一点的平均时间。所以可节省测量时间。多点

39、信号平均器是实时取样，不会使被恢复的弱信号变形（拉长），这是Boxcar所不能比拟的。,109,多点信号平均器有模拟式和数字式两种:模拟式多点平均器的存贮器是电容，数字式多点平均器的存贮器是半导体存贮器，模拟式多点信号平均器原理框图如图所示：,110,多点信号平均器的动画演示,111,同步积分器使信号同相地累积起来，在信号持续的半个周期内对信号进行积分。而取样积分器，是对周期信号的某一点取样并累积。,五取样积分器与同步积分器的异同点,112,取样积分器,113,作业,强噪声背景下的带宽周期信号用什么方法进行探测？可以采用锁相放大器吗？为什么？简述Boxcar积分器的定点和扫描工作方式的工作过程。画出锁相放大器的工作原理框图，并简述其工作原理。,