角度调制与解调课件.pptx

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1、第6章 角度调制与解调电路本章重点 调频和调相信号的数学表示式和波形，频偏、相偏、调制指数、有效频带宽度的计算； 变容二极管直接调频电路和间接调频电路的工作原理和电路组成； 石英晶体振荡器调频的电路组成； 斜率鉴频器和相位鉴频器的电路组成。,1,6.1 从导频制立体声调频广播谈起6.2 角度调制与解调原理6.3 调频电路6.4 鉴频电路6.5 数字信号调制与解调6.6 实训,2,6.1从导频制立体声调频广播谈起 调频（FM），是用调制信号控制高频载波的瞬时频率，使其按调制信号的变化规律变化，振幅保持不变化。 经过频率调制的载波称为调频波。 调相（PM），是用调制信号控制高频载波的瞬时相位，使其

2、按调制信号的变化规律变化，振幅保持不变化。 经过相位调制的载波称为调相波。,3,角频率是相位角对时间的变化率，调频和调相都会产生相位角的变化，所以调频和调相合称为角度调制。 通信和广播一般只用调频。,4,无线电广播有调幅广播和调频广播两种方式。 调幅广播的工作频段为525kHz26MHz，传送的语言和音乐的频率范围定为200Hz4.5kHz。 调频广播的工作频段为88MHz108MHz，传送的语言和音乐的频率范围是100Hz15kHz，比调幅广播传送的信号的频率范围宽，所以高、低音丰富，音色饱满。,5,导频制立体声调频广播是一种典型的调频广播制式。 图6-1（a）、（b）所示为导频制立体声调频

3、广播发送系统组成框图和信号频谱。 主信道信号、副信道信号、导频信号在相加器中混合组成立体声复合信号，对载波进行频率调制，经高频功率放大后，由天线发射到空中向接收机传送。,6,（a）发送系统组成框图,7,（b）复合信号频谱,图6-1 导频制调频立体声广播发送系统组成与信号频谱,8,调频广播接收机即调频收音机，由天线、FM接收电路、双声道立体声恢复电路、功率放大器和扬声器组成，如图6-2所示。 FM接收电路包括高频放大、混频、中频放大、鉴频等电路。,9,图6-2 调频广播接收机电路组成,10,鉴频输出信号送到双声道立体声恢复电路后分为3路。 一路由低通滤波器取出L+R信号， 另一路由带通滤波器取出

4、L-R双边带调幅信号， 第三路有调谐电路取出19kHz导频信号。,11,导频信号2倍频为38kHz副载波，对L-R双边带调幅信号同步检波，取出L-R信号。 L+R信号和L-R信号送入矩阵电路加减运算输出L左声道信号和R右声道信号。 送功率放大器放大后，由扬声器播放。 在调频发射系统中，立体声复合信号对载波进行频率调制需要用调频电路； 在调频收音机中，从调频载波中解调出立体声复合信号需要用鉴频电路。,12,6.2角度调制与解调原理6.2.1调角信号的时域特性 1. 调频电路和调相电路组成 频率调制用调频电路来实现，直接调频电路的组成如图6-3所示。 在振荡器电路中附设可变电抗元件，用调制信号控制

5、可变电抗元件的电抗值，使之随调制信号变化规律变化，从而使振荡器的振荡频率随调制信号的变化规律变化，达到调频的目的。,13,振荡器,可变电抗元件,调制信号,调频输出,图6-3 调频电路组成框图,14,调相电路的组成如图6-4所示。 在振荡器振荡信号产生后，在其输出端附设可变电抗元件移相电路，用调制信号控制可变电抗元件的电抗值，使之随调制信号变化规律变化，从而使移相电路的移相值随调制信号的变化规律变化，达到对振荡器振荡输出信号调相的目的。,15,振荡器,可变电抗元件,调制信号,图6-4 调相电路组成框图,移相电路,调相输出,16,2. 调频信号 设高频振荡产生的载波为 u c t = U cm c

6、os c t，低频调制信号为 u (t)，用该调制信号对高频载波的角频率进行调制，瞬时角频率为 (t)= c + k f u (t) （6-1） 式中，kf为调频比例系数，由调频电路确定。,17,若调制信号为单频信号： u t = U m cost 则调频信号的瞬时角频率为 t = c + k f U m cost （6-2） 瞬时角频率偏移为 t = k f U m cost （6-3） 调频信号的波形和瞬时角频率偏移，与高频载波和调制信号的对应关系，如图6-5所示。,18,图6-5 调频信号波形及瞬时频率偏移,19,最大角频率偏移简称为角频偏，调制信号为单频信号时的角频偏为 m = k f

7、 U m （6-4） 调频信号的瞬时相位为瞬时角频率的时间积分： t = 0 t t dt= 0 t c + k f U m cost dt = c t+ k f U m sint 则 u FM t = U cm cos c t+ k f U m sint,20,调频信号的振幅就是高频载波的振幅。 瞬时相位是在随时间变化的载波相位ct上，叠加了一个与调制信号积分成正比的瞬时相位偏移。 当调制信号为单频信号时，瞬时相位偏移为 t = k f U m sint （6-6）,21,最大瞬时相位偏移简称为相偏，并定义为调频指数Mf： M f = m = k f U m （6-7） 其大小体现了频率调制

8、的深度。 将Mf写入调频信号的表示式为 u FM t = U cm cos c t+ M f sint （6-8）,22,3. 调相信号 用调制信号u(t)对高频振荡产生的载波的相位ct进行调制为调相，调相信号的瞬时相位为 (t)= c t+ k p u (t) （6-9） 其中 k p 为调相比例系数，由调相电路确定。,23,若调制信号为单频信号： u t = U m cost 则调相信号的瞬时相位为 t = c t+ k p U m cost 调相信号的表示式为 u PM t = U cm cos c t+ k p U m cost,24,调相信号的振幅就是高频载波的振幅。 瞬时相位是在随

9、时间变化的载波相位ct上，叠加了一个与调制信号成正比的瞬时相位偏移。 调制信号为单频信号时的瞬时相位偏移为 t = k p U m cost （6-12） 调相信号的最大瞬时相位偏移简称为相偏，并定义为调相指数Mp： M p = m = k p U m （6-13） MP大小体现了相位调制的深度。,25,用MP表示的调相信号的表示式为 u PM t = U cm cos c t+ M p cost （6-14） 调相信号的瞬时角频率为瞬时相位的时间微分： (t)= d t dt = c k p U m sint 调相信号的最大瞬时角频率偏移，即角频偏为 m = k f U m （6-15） 调

10、相信号的波形和瞬时角频率偏移，与高频载波和调制信号的对应关系，如图6-6所示。,26,图6-6 调相信号的波形和瞬时角频率偏移,27,4. 调频信号与调相信号时域特性的比较 相同在于： (1) 二者都是等幅信号，为高频载波的振幅。 (2) 二者的频率和相位都随调制信号而变化，均产生频偏与相偏。 区别在于： (1) 二者的频率和相位变化的规律不一样。 (2)调频信号的调频指数Mf与调制频率有关，调相信号的最大频偏与调制频率有关。,28,表6-1 调频信号与调相信号时域参数比较,29,6.2.2调角信号的频谱 在单频调制信号调制时，调频信号与调相信号的时域表达式是相似的，仅瞬时相偏分别随正弦函数或

11、余弦函数变化， 无本质区别，为分析方便，可写成统一的调角信号表达式： u t = U cm cos c t+Msint （6-16） 三角函数展开为u t = U cm cos Msint cos c tsin Msint sin c t,30,cos Msint 和sin Msint 可以展开成傅立叶级数：cos Msint = J 0 M +2 J 2 M cos2t+2 J 4 M cos4t+ sin Msint =2 J 1 M cost+2 J 3 M cos3t+2 J 5 M cos5t+ 式中， J n M 是宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数。,31,代入式(6-17)，并经三

12、角函数积化和差运算后为u t = U cm J 0 M cos c t+ U cm J 1 M cos c + t U cm J 1 M cos c t + U cm J 2 M cos c +2 t+ U cm J 2 M cos c 2 t + U cm J 3 M cos c +3 t U cm J 3 M cos c 3 t + U cm J 4 M cos c +4 t+ U cm J 4 M cos c 4 t+ （6-18）,32,图6-7给出了宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数曲线，表6-2给出了M为几个离散值时的贝塞尔函数值。,33,图6-7 宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数曲线图

13、,34,表6-2 宗数M为几个离散值时的贝塞尔函数值,35,（1）调角信号由载频分量fc和无穷多组上、下边频分量组成，这些频率分量的频率为fcnF，振幅为Ucm Jn(M)，式中n=0，1，2，。 n为偶数时，上、下边频分量相位相同；n为奇数时，上、下边频分量相位相反。,36,（2）当M确定后, 各边频分量的振幅随n的增加，总趋势是减小，但不是单调减小，而有高低起伏，且有时候会为零。 （3）载频分量的振幅有可能为正值也可能为负值，在个别M 值（如M=2.405、5.520）时，载频分量振幅为零。,37,图6-8所示为M3的调角信号的频谱。 图中谱线只画到n7为止，各谱线上标注的数值乘以Ucm即

14、为载波分量或边频分量的振幅。,图6-8 M3调角信号的频谱,38,根据贝塞尔函数的性质： J n M = 1 n J n M 调角信号表达式（6-18）可以简化成 u t = U cm n= J n M cos c +n t 调角信号在负载RL上的总功率为 p L = 1 2 U cm 2 R L n= J n 2 M,39,根据贝塞尔函数的性质： n= J n 2 M =1 可以得到 p L = 1 2 U cm 2 R L = p C （6-20） 即调角信号在负载RL上的总功率等于高频载波在负载RL上的功率。 调角信号的载波分量和边频分量功率是高频载波功率的再分配。,40,6.2.3调角

15、信号的带宽 工程上把振幅小于高频载波振幅10的边频分量忽略不计，则调角信号的有效频带为有限宽。 取上、下边频分量总数为2(M+!)，边频分量间隔为F，调角信号的有效频带宽度为 BW=2 M+1 F （6-21） 这个式子是由卡森提出来的，称为卡森公式。,41,当M1时(工程上只需M0.25)，为窄带调角信号，带宽近似为 BW=2F （6-22） 窄带调角信号的频谱仅由载频和一对振幅相同、相位相反的上下边频组成，频带宽度与调幅信号相当。 由于调角信号的信噪比和抗干扰能力与调角指数M大小成正比，通常应取M5以上，窄带调角信号的信噪比和抗干扰能力很差。,42,例6.1 已知调频广播的音频信号最低频率

16、Fmin=20Hz，最高频率Fmax=15kHz，若要求调频频偏fm=75kHz，问相应调频信号的调频指数Mf和带宽BW是多少？在88108MHz调频广播频段中可以安排多少个调频广播电台？ 解： 由（6-4）式可知，调频信号频偏由调频比例系数和调制信号振幅确定，与调制信号频率无关，高频、低频都一样。,43,由（6-7）式可以得到调频指数Mf为 = = （6-23） 在最高音频调制频率时： = 75k 15k =5 带宽为 BW=2 5+1 15kHz=180kHz,44,在最低音频调制频率时： = 75k 20 =3750 带宽为 BW=2 3750+1 20Hz=150kHz 为了使主要频谱

17、分量不受损失，应选取180kHz带宽。又因为电台之间必须留有20kHz的频率间隔，因此，每一个调频广播电台需占用200kHz宽的频带资源。88108MHz可以安排100个调频广播电台。,45,例6.2 已知音频信号最低频率Fmin=20Hz，最高频率Fmax=15kHz，若进行调相，由电路确定调相指数MP为5，问调相信号的带宽为多少？最高频率和最低频率的频偏分别为多少？ 解：由(6-15)式可知，调相信号的频偏与调制信号频率成正比，调相指数与调制信号频率无关。,46,在最高音频调制频率15kHz时，由于调相电路确定调相指数MP为5，由下式： M p = k p U m = （6-24） 可以求

18、得调相信号的频偏为 = M p =515kHz=75kHz 带宽为 BW=2 5+1 15kHz=180kHz,47,在最低音频调制频率时，调相比例系数Kp和调制信号的振幅不变，调相电路确定的调相指数也不会变，频偏为 f m = k P F=520Hz=100Hz 带宽仍为180kHz。 调相信号最高音频调制频率的频偏为75kHz，而最低音频调制频率的频偏仅为100Hz，即调制深度差别大。 在模拟通信和广播系统中，大都采用调频制。,48,6.3 调频电路 实现频率调制的方式一般有两种：一种是直接调频，另一种是间接调频，相应有直接调频电路和间接调频电路两种电路形式。6.3.1 调频电路的主要性能

19、指标 1调频线性 调频电路输出信号的瞬时频偏与调制电压的关系称为调频特性，理想调频特性应该是线性的。,49,2调频灵敏度 单位调制电压产生的角频偏称为调频灵敏度。 在线性调频范围内，相当于调频比例系数kf。 3线性频偏 实际调频电路的调频特性只有一部分是线性的，其他是非线性的。线性部分称为最大线性频偏。 调频广播系统的要求是75kHz, 调频电视伴音系统的要求是50 kHz。,50,4载频稳定度 调频电路的载频稳定性是接收电路能够正常接收，而且不会造成邻近信道互相干扰的重要保证，应尽可能稳定。 调频广播系统要求载频漂移不超过2kHz，调频电视伴音系统要求载频漂移不超过500Hz。,51,6.3

20、.2直接调频电路 直接调频是将调制信号作为压控振荡器的控制电压，使压控振荡器的振荡频率不失真地随调制信号规律变化。 1变容二极管调频电路 变容二极管的pn结的结电容随反向电压（反偏）变化，将变容二极管接入LC振荡器的振荡回路，用调制电压去控制变容二极管的电容量，从而控制振荡器的振荡频率，达到调频的目的。,52,（1）变容二极管的性能 变容二极管是利用PN结反向偏置的势垒电容构成的可控电容，其电容量随所加的反向电压的变化而变化。 图6-9所示为变容二极管的结电容Cj与管子两端所加的反向电压uD的关系曲线和电路符号。,53,图6-9 不同值的变容二极管特性曲线和电路符号（a）特性曲线 （b）电路符

21、号,54,Cj与uD的关系式为 C j = C j0 1 u D U B （6-25） 式中，UB是变容二极管的势垒电压，通常为0.7V左右，Cj是uD0时变容二极管的结电容，是变容指数。 变容二极管的特性不是直线，在实际应用中，变容二极管总是串联或并联一个电容，以调整电容变化曲线斜率，提高线性程度。,55,（2）变容二极管直接调频电路 变容二极管直接调频电路如图6-10所示。 图中，晶体管和电容C1、C2电感L1组成电容三点式振荡器，变容二极管和电容C3串联后与电感L1并联。 加在变容二极管VD两端的电压为（5V）（u），分别为直流工作点电压和调制信号电压，使变容二极管的结电容产生变化，如图

22、6-11所示。 与电感L1并联的等效电感也就产生变化，振荡器的振荡频率也就产生变化，达到调频的目的。,56,图6-10 变容二极管直接调频电路,57,图6-11 偏压固定后变容二极管电容值随调制信号变化,58,2. 晶体振荡器调频电路 如图6-12所示，晶体管VT2和两个100PF电容，以及晶体JT组成皮尔斯晶体振荡器电路，晶体JT标称频率为30MHz，与变容二极管VD串联。 9V电源电压经3k电阻降压后，经2.2H高扼圈给VD加负偏压。 传声器信号经VT1放大后，经2.2H高扼圈加在变容二极管两端。,59,图6-12 晶体振荡器直接调频电路,60,变容二极管结电容随传声器信号变化，则晶体振荡

23、器振荡频率随传声器信号变化，完成直接调频。 VT2集电极所接LC并联回路谐振于3倍晶振频率，作为3倍频负载，取出90MHz载波调频信号，由天线发射输出。,61,晶振的频率控制范围很窄，仅在串联谐振频率fs与并联谐振频率fp之间，所以晶振调频电路的最大相对频偏只能达到0.01%左右，最大线性频偏fm也就很小。 3倍频输出可使最大线性频偏fm增加2倍。 晶振变容二极管调频电路的优点是载频稳定度高，可达10-5左右，因而在调频通信发送设备中得到了广泛应用。,62,6.3.3 间接调频电路 例如调制信号为单频信号： u t = U m cost 对之积分，为 u t dt= U m costdt= U

24、 m sint 然后将该积分作为调制信号对载频信号进行调相： u PM t = U cm cos c t+ k P U m sint,63,只要调相指数kp写成kf（数值相等），上式就是u(t)的调频信号表示式，即 u FM t = U cm cos c t+ k f U m sint 将调制信号积分后调相，是实现调频的另外一种方式，称为间接调频。 或者说，间接调频是借用调相的方式来实现调频。 图6-13所示为间接调频原理图。,64,图6-13 间接调频原理图,65,间接调频，调制不直接作用于振荡器电路元件，振荡没有受到影响，显然，这时调频信号的载波频率稳定度就等于LC振荡器或晶体振荡器的频率

25、稳定度。 1. 变容二极管相移网络 相位调制器是间接调频电路的关键部件，通常采用变容二极管相移网络来实现。 图6-14(a)所示为变容二极管相移网络，图(b)是其高频等效电路。,66,2022/12/2,67,图6-14 变容二极管相移网络与高频等效电路（a）变容二极管相移网络 （b）高频等效电路,68,图中C3对高频载波短路，变容二极管结电容和电感L组成并联回路。 电感L对直流短路，+9V直流电压经R3和R4以及电感L给变容二极管加负偏压，以选定静态工作点。并联谐振角频率0由静态工作点结电容CjQ和电感L决定，并设定其等于载波角频率c。,69,调制信号经电容C4耦合和电阻R3、电容C3滤去高

26、频杂波后，加到变容二极管上，变容二极管结电容则随调制电压变化，并联回路的谐振角频率0也随调制电压而变化。 当结电容增大时，谐振角频率减小，阻抗频率特性和相频特性向左移；当结电容减小时，谐振角频率增大，阻抗频率特性和相频特性向右移。如图6-15所示。,70,图6-15 阻抗频率特性和相频特性变化（a）阻抗频率特性 （b）相频特性,71,载波信号角频率c=0，由R1、C1隔直，耦合输入并联回路，由R2、C2隔直，耦合输出。 调制信号电压幅度为0时，并联回路阻抗对载波角频率c呈现为纯电阻，相移为零。,72,调制信号电压幅度向正值变化时，变容二极管结电容减小，并联回路谐振频率增大，特性曲线向右移。 并

27、联回路阻抗对载波角频率c呈现为感性，相移为正相角，相移大小按调制电压幅度变化规律变化,73,调制信号电压幅度向负值变化时，变容二极管结电容增大，并联回路谐振频率减小，特性曲线向左移。 并联回路阻抗对载波角频率c呈现为容性，相移为负相角，相移大小按调制电压幅度变化规律变化。,74,图6-14中，若将R3、C3的数值加大，也就是将时间常数RC加大，则使R3、C3不仅有高频滤波的功能，而且具有对低频调制信号积分的功能。 这样，加到变容二极管相移网络的是调制信号的积分，并联回路输出的则是调频信号。,75,LC并联回路相频特性线性范围很小，只有中间一小段，不超过/6，则最大相偏不能超过/6。 最大相偏就

28、是调相指数，在间接调频时就是调频指数。 这就使得间接调频的频偏不大，调制不够深。 一般可用多级LC并联回路相移叠加的方法增大相移角度，以增大间接调频的频偏。,76,图6-16所示为3级变容二极管相移网络间接调频电路，可产生的最大相偏为/2。 图中470k电阻和0.022F电容组成积分电路，调制信号u(t)经过5F电容耦合到积分电路。 3个0.022F电容上的积分电压分别控制3个变容二极管的结电容变化，实现3级间接调频，输出调频信号。,77,图6-16 3级变容二极管相移网络间接调频电路,78,2. 扩展间接调频电路最大线性频偏的方法 为了扩展间接调频电路的最大线性频偏，可以采用倍频和混频的方法

29、。 图6-17所示为调频广播电台间接调频电路组成框图。 高稳定度晶体振荡器产生100kHz初始载波信号，音乐和话音信号经积分电路积分后对初始载波信号进行调相，实现间接调频。,79,图6-17 调频广播间接调频电路框图,80,调相器的线性范围限定调相指数MP0.5，对于间接调频来说，就是调频指数Mf0.5。 根据音乐和话音信号电压幅度Um和公式fmkPUm,选取调相电路的调相比例系数kP（在间接调频电路中就是调频比例系数kf），使频偏fm24.415Hz。,81,音乐和话音信号经带通滤波器选通的频率范围为100Hz15kHz。 根据公式Mffm/F，在低音频F100Hz时，计算得到Mf0.25，

30、符合Mf0.5的要求。 在高音频F15kHz时,由于频偏与调制频率无关，fm24.415Hz不会改变，由公式Mffm/F可知，更符合Mf0.5的要求。,82,100kHz初始载波频率，24.415Hz频偏，经1个3倍频器、3个4倍频器的192次倍频后，载波频率增大为19.2MHz，调频频偏增大为4.68768kHz。 该调频信号再输入混频器，与频率等于25.45 MHz的本振信号频率相减，得到载频为6.25MHz的调频信号，而调频信号的频偏不会因混频而改变，仍为4.68768kHz。,83,再通过2个4倍频器的16次倍频，载波频率增大为超高频频率100MHz，频偏增大为75kHz，送高频功率放

31、大器放大后，由天线发射到空中。 各调频广播电台的电路组成基本相同，只是送入混频器的本振信号频率在24.725.95MHz范围内各不相同，从而产生的超高频载波频率在88108 MHz范围内各不相同。 频偏都是75kHz。,84,6.4 鉴频电路 调频信号的解调称为鉴频，调相信号的解调称为鉴相。 调频信号直接鉴频的电路实现很困难，通常采用两种间接方法来实现调频信号的鉴频。,85,一种方法如图6-18（a）所示，先将调频信号通过频幅转换网络变成调频调幅信号, 然后利用包络检波的方式取出调制信号。,86,另一种方法如图6-18（b）所示，先将调频信号通过频相转换网络变成调频调相信号, 然后利用鉴相的方

32、式取出调制信号。,图6-18 两种间接鉴频方法 （a）调频-调幅转换法 （b）调频-调相转换法,87,6.4.1 鉴频电路性能指标 鉴频电路的性能指标集中表现在鉴频特性上，鉴频特性为鉴频输出电压的大小，与输入调频信号的瞬时频率偏移之间的关系，如图6-19所示。 图中，横坐标f为调频信号瞬时频率偏移，f =0对应载波频率fc，纵坐标u为低频输出电压。,88,图6-19 鉴频特性曲线,89,鉴频特性技术指标为 1鉴频线性 输出电压与输入调频信号频率偏移应成正比。 2鉴频线性范围 实际鉴频电路的鉴频特性都会是S形曲线，f =0两边的最大线性部分称为鉴频线性范围。 3鉴频灵敏度 单位频率偏移输出的低频

33、解调电压大小。,90,6.4.2 斜率鉴频电路 利用频幅转换网络特性曲线的斜线部分，将调频信号转换成调频调幅信号，然后再经过包络检波取出原调制信号，这种鉴频电路称为斜率鉴频电路。 1单失谐回路斜率鉴频器 用单个LC并联回路做的鉴频器，称为单失谐回路斜率鉴频器，如图6-20所示。 LC并联回路的谐振角频率为0，在0点幅频特性输出最大。,91,图6-20 单失谐回路斜率鉴频器,92,调频信号载波角频率为c，位于LC并联回路幅频特性曲线下降段中点A点（或B点），如图6-21所示。 等幅的调频信号通过电感耦合给LC并联回路，载波角频率c附近的瞬时角频率偏移，使LC并联回路输出电压U(t)的幅度发生变化

34、，通过对c失谐的LC回路，将频率偏移携带的信息复制到了包络上。 LC并联回路输出的调频调幅信号，经二极管VD包络检波，输出原低频调制信号u(t)。,93,图6-21 单失谐回路频幅转换图形,94,2. 双失谐回路鉴频器 单个LC并联回路谐振特性的斜线部分有弯曲，不够直，所以单失谐回路鉴频器的鉴频特性线性不好。 图6-22所示为由两个LC并联回路组成的双失谐回路鉴频器。 两个LC并联回路电感的同名端设置相反，如图6-22 (a)所示。谐振频率分别为1和2，谐振特性如图6-22(b)中两条虚线所示，载波角频率c处于1与2的中点。,95,图6-22 双失谐回路鉴频器和鉴频特性。 (a) 双失谐回路鉴

35、频器 (b)鉴频特性,96,由于电感同名端设置相反，两个回路谐振特性极性相反。包络检波输出电压相减，为 u o t = u o1 t u 02 t 合成的鉴频特性曲线如图6-22(b)中实线所示。 若1与2位置合适，两个LC回路幅频特性的弯曲部分互相补偿，合成的鉴频特性不仅线性好，而且线性范围增大，灵敏度提高。 双失谐回路鉴频器的缺点是调试工作量大。,97,6.4.3 相位鉴频电路 通过频相转换网络把调频信号转换成调频调相信号，再用鉴相电路取出调制信号，这种间接鉴频电路称为相位鉴频电路。 1. 频相转换网络特性 在LC并联回路输入端串联一个小电容C1，如图6-23（a）所示，可以组成频相转换网

36、络，实现调频信号到调频调相信号的转换。,98,99,图6-23 频相转换网络及其相频特性 (a) 频相转换网络 (b) 相频特性,100,网络的电压传输系数在失谐不大，即信号角频率与回路谐振角频率0相差不大时，可求得 0 1 1+ 2 0 0 （6-26） 式中 0 = 1 1 + （6-27） = 0 1 + ,101,可以得到网络的幅频特性和相频特性为 A = 0 1 1+ 2 0 0 （6-28） = 2 2 0 0 （6-29） 根据（6-29）式相频特性可以画图6-23（b），由图可见，当输入信号角频率等于回路谐振角频率0时，网络相移为/2。,102,当输入信号角频率偏离0对回路失谐

37、时，网络相移在/2上下变化。在失谐量不大，满足 2 0 0 6 时，根据正切函数的性质，（6-29）式简化为 2 2 0 0 = 2 2 0 （6-30）,103,式中为输入信号角频率对回路谐振角频率的偏移。 可见，该网络不仅产生了90固定相移，而且产生了与角频率偏移成正比的相移，所以称为90频相转换网络。,104,2. 相位鉴频电路 图6-24所示为双差分正交移相式鉴频电路，由90频相转换网络和双差分乘积型鉴相器组成，根据（6-27）式调节L的电感量，使回路谐振角频率等于调频信号载波角频率。,105,图6-24 双差分正交移相式鉴频电路,106,调频信号uFM（t）经VT1射极跟随器放大后分

38、为两路，一路由500电阻上输出大信号u1，从VT7的基极单端输入双差分电路； 另一路由50电阻上输出小信号u4，经C1、L、C和R组成的90频相转换网络转换为调频调相信号u5，再由VT2射极跟随器放大为u2，从VT3、VT6的基极双端输入双差分电路。 电源VCC经4个二极管正向压降稳压，给VT4、 VT5的基极加固定偏置电压。,107, 1 = 1 cos + 0 2 = 2 cos + 0 + 2 2 0 = 2 sin + 0 2 0 u1余弦函数与u2正弦函数彼此正交，两个正交信号在双差分电路中相乘，由VT4和VT6集电极输出u3。,108,经低通滤波器滤去高频信号，输出低频信号uo为

39、= 1 2 1 2 sin 2 0 1 2 1 2 2 0 将瞬时角频偏与调制信号的关系代入，得： = 0 1 2 k f U m cost=A U m cost 即鉴频输出得到原调制信号u(t)，式中，A为由电路和信号幅度确定的常数。,109,6.4.4限幅电路 调频信号在发送、传输和接收过程中，不可避免地要受到各种干扰。 这些干扰会使调频信号的振幅发生变化，产生寄生调幅，使鉴频输出信号叠加有干扰信号而产生失真。 由于调频信号原本是等幅信号，可以先用限幅电路，在鉴频之前，把叠加的寄生调幅消除，使其重新成为等幅信号，然后再进行鉴频。,110,1. 二极管限幅器 图6-25（a）所示为双二极管限

40、幅器，二极管VD1和VD2正负极性反向并联。 当输入电压ui正、负半周幅度大于二极管截止电压Vbz时，二极管VD1和VD2导通，将输出电压uo正、负半周幅度箝位于二极管截止电压Vbz，达到限幅目的。 图6-25（b）、（c）所示为限幅输入、输出波形。 调频信号要先放大到足够大，限幅才能起作用。,111,（a）,112,图6-25 双二极管限幅器（a）双二极管限幅器电路（b）输入信号（c）限幅输出信号,113,2. 晶体管限幅器 图6-26所示为用晶体管放大器作限幅电路。 当输入信号很大时，超过了晶体管输出特性的放大区域，正半周波峰部分被饱和削波，负半周波谷部分被截止削波，起了限幅作用。 为了提

41、高限幅效果，可适当降低集电极电源电压，也可以降低基极偏置电压，或增大集电极负载电阻。,114,图6-26 晶体管限幅器,115,6.5 数字信号调制与解调6.5.1 数字信号调制 数字通信传输的是数字信号，数字调制与解调电路是数字通信系统必不可少的重要部件。 数字信号对载波的调制，同样可以控制载波振荡信号的振幅、频率或相位，分别称为幅移键控（ASK）、频移键控（FSK）和相移键控（PSK）。 如图6-27所示。,116,图6-27 二进制数字调制的波形和方框图（a）幅移键控 （b）频移键控 （c）相移键控,117,幅移键控（ASK）是用数字信号u（t）控制键控开关，“1”时合上有载波fC输出，

42、“0”时放开无载波fC输出。 频移键控（FSK）是用数字信号u（t）控制键控开关，“1”时接载波发生器，输出载波fC1，“0”时接载波发生器，输出载波fC2。 相移键控（PSK）是用数字信号u（t）控制键控开关，“1”时接载波发生器，输出载波fC，“0”时接移相器，输出移相的载波fC。,118,6.5.2 数字信号解调 数字信号解调的方法有很多种，例如同步解调法，包络解调法，相干解调法，等等。 部分二进制数字信号解调方框图如图6-28所示。 幅移键控（ASK）用包络解调。接收机接收的UASK（t）信号经带通滤波器滤去干扰杂波，取出fC载波信号，由包络检波为高低电平信号。 再由取样判决器，再生输

43、出方方正正的数字信号。,119,图6-28 二进制数字解调方框图（a）ASK包络解调 （b）FSK同步解调 （c）PSK极性比较解调,120,频移键控（FSK）用同步解调。 接收机接收的UFSK（t）信号分为两路，分别由fC1和fC2带通滤波器取出频率为fC1和fC2载波信号，与同频同相的本振信号相乘，分别输出高低电平信号。 再由取样判决器，再生输出方方正正的数字信号。,121,相移键控（PSK）用极性比较解调。 接收机接收的UPSK（t）信号由fC带通滤波器滤去杂波，取出频率为fC和频率为fC相移的载波信号，与频率为fC相位为0的本振信号相乘，同相输出为正，反相输出为负。 再由取样判决器，再

44、生输出方方正正的数字信号。,122,6.6 实训6.6.1 单片集成调频发射机装配与调试 Motorola公司生产的MC2831A和MC2833都是单片集成FM低功率发射机电路, 适用于调频通信、无线控制设备。 图6-29所示为用MC2833构成的调频发射机电路，产生49.7MHz的调频信号由天线发射。,123,图6-29 用MC2833构成的调频发射机电路,124,话音信号由5脚输入，经音频放大器放大后，送入可变电抗器，通过改变电抗值，实现对载波振荡器振荡频率的调制。 载波振荡器的中心频率由1和16脚外接晶体决定，晶体为基频晶体。调频信号由缓冲器隔离缓冲后由14脚输出，外接负载为LC并联回路

45、。 LC并联回路谐振频率为晶振频率的3倍，实现3倍频，同时也使调频频偏增加3倍。,125,3倍频后的调频信号由电容耦合到13脚，输入到内部晶体管VT1的基极。 VT1与11脚外接LC并联回路构成高频功率放大器。 经VT1放大后的调频信号由电容耦合到8脚，输入到内部晶体管VT2的基极，由VT2第二级放大。 VT2放大后的信号由9脚输出，由LC并联回路滤波和耦合给天线向外发射。当Vcc=8V时，输出功率约为10mW。,126,备齐MC2833集成电路和其他元器件，在印制电路板或多功能板上装配调频发射机电路，对传声器讲话，用示波器和频谱仪观察输入、输出端点的信号波形和频谱。,127,6.6.2单片集

46、成调频接收机装配与调试 图6-30所示为用MC3363构成的窄带调频接收机电路，适用于调频通信、调频广播、无线控制设备接收机。 天线阻抗为50，接收49.67MHz的调频信号，由电容耦合从2脚输入MC3363。晶体JT1与5、6脚内电路组成38.97MHz晶体振荡器，产生本振信号与输入信号进行第一次混频，产生第一中频10.7MHz，由内电路中频放大，Z1为10.7MHz中频滤波器。,128,图6-30 用MC3363构成的调频接收机电路,129,晶体JT2与25、26脚内电路组成10.245MHz晶体振荡器，产生本振信号与第一中频进行第二次混频，产生455kHz中频信号，由内电路放大，Z2为455kHz中频滤波器。 14脚外接的LC并联网络和片内的10pF电容组成90频相转换网络，相位鉴频器输出低频信号由片内放大器放大，经由16脚外接RC低通滤波输出。 若是单声道信号，送功率放大器MC34119D放大，扬声器播放。若是立体声信号送LA3361解码输出。,130,备齐MC3363集成电路、MC34119D集成电路、晶体、晶体滤波器和其他元器件。 在印制电路板或多功能板上装配、调试调频接收机电路。 用MC2833构成的调频发射机进行联试，用示波器和频谱仪观察集成电路各引脚的信号波形和频谱。 进行通话试验，测试有效通信距离。,131,2022/12/2,132,