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1、第三节 三相逆变器,第三节 三相逆变器,3.1 三相电压源逆变器（一） 三相电压源型方波逆变器（二） 三相电压源型SPWM逆变器基本原理（三） SPWM波形生成技术（四） 双极性调制及逆变器输入电压（五）自然采样法（六）规则采样法（七）消除有限次谐波的PWM调制方法（八）VSR空间矢量PWM控制（九） 过调制问题3.2 三相电流源逆变器（一）三相CSR PWM信号发生的二,三逻辑转换（二）三值逻辑PWM状态切换,3.1 三相电压源逆变器,图6-21所示为三相电压源型逆变器的基本电路。S1-S6采GTO,GTR,IGBT,MOSFET等自断器件,D1-D6是与S1-S6反并联的二极管,其作用是为
2、感性负载提供续流回路。图中L和R为负载相电感和相电阻。,1.180导电型,由图6-22 可以看到，在0tS和S及S被施加正向驱动脉冲而导通。负载电流经S和S被送到a和c相绕组；然后经b相负载和开关S流回电源。在=时刻，S的驱动脉冲下降到0电平，S迅速关断，由于感性负载电流不能突变，c相电流将由与S反并联的二极管D提供，c相负载电压被钳位到0电位。其他两相电流通路不变。当S被关断时，不能立即导通S，以防S没完全关断而出现同一桥臂的两个元件S2、S5同时导通而造成短路，必须保证在一段时间T，该时间里同一桥臂两个元件都不通，称之为死区时间或互锁延迟时间。经互锁延迟时间t后，与S5同一桥臂的下部元件S
3、2被施加正向驱动脉冲而导通。当D2中续流结束时（续流时间取决于负载电感和电阻值），c相电流反向经S2流回电源。此时负载电流由电流送出，经S1和a绕负载，然后分流到b和c相负载，分别经S4和S2流回电源。,1.180导电型,理想情况下，每个开关元件和与其反并联的二极管承受的电压为直流电源电压U,电流为各相负载电流。但由于线路分布电感和功率器件结电容及二极管的反向恢复特性，会在功率开关开通和关断期间形成尖峰电流和电压，严重时甚至会超过功率元件的安全工作区而导致损坏。 考虑到直流电压源中性点与负载中点O联接，负载为星形联接，输出电压波形如图6-23中的（a）（b）(c)所示，相电压可以用傅立叶级数表
4、示如下：,1.180导电型,3.1 三相电压源逆变器,（一）三相电压源型方波逆变器 在图6-21电路中，当控制信号为三相互差120的方波信号时，可以控制每个开关导通180（180导电型）或120（120导电型）。相邻两个功率元件的导通时间互差60。1.180导电型以180桥臂交替的纵向换流方式，各相开始导导电方式即每一个桥臂的导通角为180，同相上下电的时间依次相差120。,1.180导电型,线电压的傅立叶级数表达式为,电压基波有效值为,线电压平均值有效值为,有效值为,1.180导电型,若负载采用星形联接，并且星形负载的中点o不与直流电源中心联接。在 区段，开关 , 和 导通，其等效电路如图6
5、-24所示，假设负载为阻性负载并且三相平衡，在此期间a相负载和c相负载处于并联状态，由于 ， 所以a相和c相负载上电压为 ，而b相负载上电压为 同理，可以分析在 期间，a相负载上电压为 ，而b,c相负载上的电压为 当 期间,a b相负载上电压为 ，而c相负载上的电压 因此中点不联接是输出a相电压波形如图6-25所示。b和c相电压波形与此相同，仅相位滞后 和 ，其合成线电压波形与图6-23中（d）（e）（f）,2.120导电型,采用120导电性时，每一个开关元器件通角为120，S1-S2一次以相隔60导通，逆变桥中任意时刻都有两个功率管导通，工作安全可靠，不会发生同一桥臂两元件直通现象，此时输出
6、相电压波形为120方波，其幅值为 ，合成线电压波形与课本图6-25形状相同，不同的是其台阶为 和 Ud。相电压和线电压有效值为 和 ，比180导电型有效值低。（二）三相电压源型SPWM逆变器基本原理在图6-21所示电路中，开关器件用GTR ,IGBT ,MOSFET 等开关频率较高的功率器件。以a相桥臂为例，在 期间，对开关器件S1施加如图6-23（b）所示脉宽调制驱动波形，开关器件S4驱动信号为0.在 期间，对功率器件S4施加如图6-23（c）所示脉宽调制波形，而S1驱动信号为0，即将图6-21中6个功率器件驱动方波信号置换为每半周期N个脉冲宽度按正弦波规律变化的系列方波信号，即可构成三相电
7、压型SPWM逆变器。与方波逆变器不同点是，在正弦波调制的半个周期内，方波逆变器是连续导通的，而SPWM逆变器要分别导通和关断N次。,（二）三相电压源型SPWM逆变器基本原理,在图6-21所示逆变电路中，假设三相负载按图所示为星形接法，星形中点o不与直流电压源中点联接，则逆变器输出相电压如图6-26（a）所示。相电压为带有槽口的阶梯波，其槽口的宽带和系列脉冲的宽带均按正弦波规律变化。线电压波形如图6-26（b）所示，为分布在整个半周期内的脉宽调制波，其形状与驱动信号相同。线电压Uab在相位上超前相电压Ua30。当采用三角波作载波，正弦波作为调制波时，由分析可知输出电压Uab按图6-26所示相位，
8、其傅立叶级数表达式形式相同。,（三）SPWM波形生成技术,前面分析了以三角波作为载波，正弦波作为调制波的单级性SPWM调制原理，给出了单相运行时输出电压波形（见图6-27）。三角波和正弦波可以用模拟电路产生。然而，用模拟电路产生调幅调频的正弦波非常复杂。为此，可采用分频器和开关电容滤波器或直接微机产生调制信号。如果将三角波换成锯齿波，也可得到单沿调制的单级性SPWM波形。,（四）双极性调制及逆变器电压输出,图6-28给出了三角波作为载波，其峰值为2Uc,即以等腰点作为中性点，幅值为正Uc的对称三角波。图中，UmSint为a相输出电压基波。当采用图6-21所示三相逆变器拓扑，中性点o与直流电压中
9、点相连时，其工作原理分析如下：在ata1区间，a相桥臂的上部元件S1导通，在a相绕组上施加的相电压值为Ud/2，宽度为a1-a0的方波。a1时刻S1关断，下部功率元件S4导通，a相绕组上施加的相电压为幅值-Ud/2,宽度为a2-a1的方波。在调制正弦波半周期中，S1和S4分别导通和关断N/2次。其中载波比N和调制系数分别被定义为 N=,(四)双极性调制及逆变器电压输出,式中 调制正弦波幅值 载波信号峰值,式中 三角波频率, 输出基波频率，,由图6-28（a）可见，当正弦波电压 瞬时值大于三角波瞬时值时，功率元件 S1导通而 S4 阻断，反之亦然。为了调节输出电压频率，只需要调节调制波频率。为了
10、调节输出电压幅值，只需要调节调制波的幅度。注意，输出a 相电压基波 虽然和调制正弦波 具有相同的形式和频率，但其幅度却不相等，其幅度之比为：,式中 三角波信号峰值,（四）双极性调制及逆变器电压输出,比值K为功率开关放大器（逆变器）的电压放大倍数。按照式6-34b对调制系数的定义可知，在载波比N确定后，每半周脉冲个数随之确定，基准正弦调制波与三角波的交点时刻a1,a2,.,a2i-1,a2i,随调制系数变化，从而使输出脉宽随变化，达到了输出电压幅值调节的目的。 取N为奇数，则输出电压基波半周期内脉冲电压个数i=(N-1)/2.根据图6-28（b）所示波形，即式中 图6-28（a）中ua(t)可看
11、作是一个幅值为Ud/2的矩形波加上一个幅值为2*Ud/2的负脉冲的起点和终点分别是a1,a2,.a2i-1,a2i,因此,图6-29所示为三角波Uc，调制正弦波ur和SPWM输出波ua的关系图，以三角波两个峰值之间为一个载波周期2，取该周期中点，即三角波正峰值时刻为t轴的0点。设在该周期内ur和Uc的交点时刻分别为 1和 ，则SPWM输出波ua可表示为,则a相电压为,式中 n=1,3,5.，i=(N-1)/2 基波电压 为,式中 载波角频率，rad/s 把 展开成傅里叶级数得：,代入上式得到：,（四）双极性调制及逆变器输出电压,上式（6-43）中的1和2在三角载波的各周期中是不同的，为了求出1
12、和2的一般表达式，设调制正弦波电压ur的一般表达式为 Ur=t式中 为调制系数。 由于根据式（6-34b）=Urm/Uc，Urm=Uc，在此处分析时取Uc=1,因此，调制正弦波幅值=Urm。 根据图6-29，三角载波表达式为 由于1和2是三角波与调制波瞬时值相等处（两函数交点处Uc=Ur时）的ct值，因此由式（6-44）和式（8-45）可得,（四）双极性调制及逆变器输出电压,由上式代入式（6-43）中可得 将式（6-47）代入式（6-41）得式（6-48）中的第一项即为SPWM输出波形中的基波分量，第二项为谐波，c为载波对应的角频率。 在三相桥式SPWM逆变器中，各相输出端对直流电源中点的电压波 形完全相同，只是相位互差120设a相和b相输出端相对直流电源中性点的相电压基波分量分别为Ua01和Ub01，,则：,则输出线电压基波分量：,由式（6-49）可以看到，当调制系=1时，输出线电压基波最大幅值为（）Ud,有效值为（6/4）Ud,即0.612Ud，对380V交流电机变频调速的应用则无法达到额定功率。,
