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1、第三章宽带整流电路的设计根据整流电路最近发展情况，目前对整流电路的研究主要在如何通过电路各个结构提高整流效率和增大功率容量。整流电路是要把接收天线接收的射频能量转换为直流功率输出。如图3.1所示，为整流电路的系统框图，图中大方框内即为整流电路结构。一般包括：输入滤波器、微波整流二极管、输出滤波器、阻抗匹配电路和负载。我们所设计的整流电路是把08GHz2.7GHz电磁能量转换为直流能量的宽带整流电路。相对于窄带整流电路而言，宽带整流电路可以传输更多的能量。板材选用厚度为1.6mm的FR4板。由于所需要的整流电路的带宽比较宽，所以L型，T型等匹配网络就不再适用了。实现宽带匹配是该整流电路设计的难点
2、。设计思路如下：整流电路分为上下两个支路，上边的支路实现0.8GHz1.6GHz频带内的匹配。下边的支路实现1.6GHz-2.7GHz的匹配。每个支路的匹配均采用4节切比雪夫匹配变换器实现宽带，且最后一节微带线用电感来代替。结构如图3.2所示。接收天线输入滤波器整流二极管输出滤波器直流负载图3.1整流电路的结构组成3.1 二极管的选取由于整流电路的输出最终是给单片机MSP430供电，所以要求整流电路要将接收到的0.8GHz-2.7GHz的电磁信号通过整流，输出1.8V3.6V的电压,电压较高。因此采用了倍压二极管。普通串联稳压电源电路中使用的整流二极管，对截止频率的反向恢复时间要求不高，只要根
3、据电路的要求选择最大整流电流和最大反向工作电流符合要求的整流二极管即可。HSMS28系列倍压二极管主要有HSMS282c、HSMS285cHSMS286co搭建基本电路如图3.3所示。通过仿真得到的三种整流二极管的整流效率随输入功率的变化曲线如图3.4所示。图3.3整流二极管效率测试电路(a)HSMS282c(b)HSMS285c(c)HSMS286C因为图3.3所示电路只为测试二极管性能以选出最合适的二极管，并没有匹配电路和滤波电路，所以效率很低。但是依旧可以看出大致趋势。HSMS282c在输入功率为20dBm-27dBm时，效率最高。适合整流大信号。HSMS285c和HSMS286c的效率
4、曲线大致相同，但是相比较起来HSMS285c更适合输入功率小一点的信色。例如在输入功率为5dBm时，HSMS285c的整流效率就要比HSMS286c高。表3.1二极管SPiCe参数对比串联电阻K(C)结电容C.(PF)正向导通电压匕(P)反向截止电压纥(P)最佳使用频率HSMS282c60.70.65151.5GHz需加偏压HSMS285c250.180.353.81.5GHz对于整流电路来说，整流二极管的选择至关重要，这直接影响到整流电路的转换效率，决定整个电路的性能。通常，肖特基整流二极管的结电容、串联电阻以及寄生参数越小越好。最后综合考虑二极管自身的特性以及整流电路的实际需要，选择了HS
5、MS286c倍压整流二极管。3.2 输入和输出滤波器的设计整流输入低通滤波器在整流电路中主要实现反射二极管所产生的高次谐波的功能，在实现这一功能的同时也滤除了来自微波接收天线的除基频成份外的其它频率分量。滤波器的设计方法有很多，本文选用集成度较高的阻抗阶跃滤波器。为了与天线的输入阻抗保持一致，其输入和输出阻抗都取为50Q。输出滤波器的设计两种：一种是输入滤波器只让基波无耗通过，阻止高次奇次谐波通过，同时输出滤波器不仅让直流通过，还允许高次偶次谐波无耗通过，而阻止基波和高次奇次谐波通过。这样高次奇次谐波被限制在输入、输出滤波器之间，以提高二极管的整流效率；另一种是输入滤波器只让基波无耗通过，阻止
6、高次谐波通过，同时输出滤波器只允许直流通过，阻止基波和高次谐波通过，这样高次谐波被限制在输入、输出滤波器之间，以提高二极管的整流效率。输出滤波器还有一个很重要的功能就是提高所输出直流的平稳度。目前的输出滤波器设计多采用入/4微带线与射频电容并联实现。在本次宽带整流电路设计中也采用这种结构。3.2.1 输入低通滤波器的设计所设计的低通滤波器的截止频率为2.7GHz,在5GHz的插入损耗至少为20dB,输入输出阻抗均为50。采用6阶最平坦低通滤波器。仿真电路如图3.5所示。所设计的阻抗阶跃低通滤波器的高阻抗Zh定为113,对应线宽为0.5mm。低阻抗Zl定义为22Q,对应线宽为Iomm。通过调试优
7、化得到图3.6所示结果。tn1 fieq=2.700G Hz dB (S )=O.512m2fieq=5.OOOG H ZdB & =T9.99N图3.6输入低通滤波器的Sll,S12曲线然后进行版图联合仿真。原理图如3.7所示，结果如图3.8所示。TermTerm2N um =2Z=50 0 hm图3.7联合仿真原理图m2 ficq=5.000G H z dB 6 2.1 =-26.76m1fieq=2.700G H Z dB石 JSMS286C.20000301D3图3.9直流滤波器3.2 匹配网络的设计首先根据整流电路后端要接的负载为MSP430单片机，根据datasheet该单片机处于
8、低功耗时的等效电阻大致为7800Q,又因为当单片机产生中断时刻的等效电阻会有所下降。所以在整流电路设计过程中，我们把负载定为5KQ。3.2.1 上支路宽带匹配网络的设计图3.100.8GHz1.6GHz宽带匹配网络如图3.10所示，该电路为带宽是0.8GHZ-L6GHz的匹配电路，具有输入低通滤波器，隔直电容，4节切比雪夫匹配网络，直流滤波器，5KQ的负载。在设计时采用的大信号仿真LSSP,此时可得到较为准确的S曲线。而S参数仿真不可以。如图3.11所示，(a)为公式编辑的曲线，zin3为输入端的基波电压与基波电流的比值。(b)为S参数仿真下通过Zin控件得到的输入电阻，(C)为LSSP参数仿
9、真下通过Zin控件得到的输入电阻。可以看出，在大信号LSSP仿真下的输入电阻和通过电压/电流而得到输入电阻一致。而通过S参数仿真得到输入电阻偏差较大。(a)zin3(b)S参数仿真(c)LSSP 仿真图3.11输入功率为OdBm时的输入阻抗曲线在没有加匹配电路之前,先通过Zin控件得出HSMS286C输入端的等效电阻。然后再新建原理图，把得到的等效电阻值作为新的负载。再通过4节阻抗变换器把该负载值在0.8GHZ;1.6GHz内匹配至J50Q。通过不断的调试优化，最终得到Sll曲线如图3.12所示，可看出在0.95GHZ-17GHZ内回波损耗大于IodB,而在0.8GHz0.95GHz匹配较差。
10、-308.0E81.0E91.2E9 1.4E9 1.6E9 1.8E9 2.0E9 2.2E9 2.4E9 2.6E9 2.8E9fifem4fe=1.590E9dB S 0,1)=-25.918图3.12上支路Sll曲线在输入功率为IOdBm时的效率曲线如图3.13所示。在0.8GHZ-0.95GHZ效率逐渐上升，这也对应了Sll曲线在0.8GHz0.95GHZ匹配逐渐变好的趋势。效率在1.3GHz左右处出现波谷值，这也对应了SIl在1.3GHz左右的波峰值，该频点处匹配较差。fiv图3.13Pin=IOdBm时的效率曲线在不同频率下，整流效率随输入功率的变化曲线如图3.14所示。可看出整
11、流效率基本都在50%以上，匹配好的频点处，整流效率在70%以上。(a)0.8GHz(c) 1.2GHz(b)IGHz(e)1.6 GHz(d) 1.4GHz图3.14整流效率随输入功率的变化曲线3.2.2 下支路宽带匹配网络的设计下支路是带宽为1.6GHz2.7GHZ的整流电路。设计思路与上支路一样。匹配网络依旧是采用4节切比雪夫阻抗变换器。通过不断的调试优化，最终得到SIl曲线如图3.15所示，可看出在1.6GHz-2.7GHz带宽内回波损耗均大于IOdBoT6T88.0E8l,0E9 l.2E9 1.4E9图3.15下支路Sll曲线在输入功率为IOdBm时的效率曲线如图3.16所不。在1.
12、6GHz-2.5GHz效率在70%左右，而在2.5GHz-2.7GHz效率下降得很快，在35%左右。交.2自a图3.16pin=10dBm时的效率曲线在不同频率下，整流效率随输入功率的变化曲线如图3.17所示。可看出整流效率基本都在70%以上。在2.5GHz-2.7GHz处效率不好，大约为35%。(a) 1.8GHz(b) 2GHz(d) 2.4GHz(e) 2.6GHz图3.17整流效率随输入功率的变化曲线3.2.3 双支路宽带整流电路的设计和优化将上、下两个支路联合起来，并做进一步优化。最终完成0.8GHz2.7GHz带宽内的整流。如图3.18所示。在两个支路的前端加一段阻抗变化器，来完成
13、25Q到50Q的匹配图3.18整流电路原理图Sll曲线如图3.19所示，在1.3GHz1.55GHz,0.8GHz-0.9GHz,2.55GHZ-2.7GHZ回波损耗小于IOdB,匹配不是很好，在其他频段均大于IOdBCtip(LP图3.19Sllin3 fie=2.640E9、Hk iiy OJ 遥)7图3.20整流效率曲线图由图3.20可看出，输入功率为IOdBm时，整流效率在0.8GHz-2.7GHz内均在45%以上。(d)1.5GHz(e)1.7 GHz(f)1.8 GHz(g)2GHz(h)2.3 GHz(i)2.5 GHz图3.21不同频率的输入信号对应的整流效率图图3.21所表示
14、的是不同频率的输入信号所对应的整流效率，可以看到在5dBmIodBm时，整流效率均在50%左右。在匹配好的频点可以达到60%。图3.22联合仿真图-30(rgp8.0E81.0E91.2B91.4E9 1.6E9 1.8E9 2.OE 9 2.2B9 2.4E9 2.6E9 2.BB 9图3.23Sll曲线图m4f = 8.000E8RffiC ncv=064AJuQ宏 880E81.0B9 l.2E9 i.4E9 l6E9 1.8B9 2.0E9 2.2E9 24E9 2.6B9 2.8E9fi图3.24整流效率曲线图图3.22是联合仿真的原理图,在联合仿真里理想的电感、电容均换为muRat
15、a的。图3.23和图3.24分别是联合仿真下的SII曲线和整流效率曲线。和原理图仿真基本一致。3.3 实物制作与测量加工完的实物如图3.25、3.26所示。图3.25加工中的整流电路图3.26加工完的整流电路图3.27实测Sll曲线实测的Sll曲线如图3.27所示，可以看到，在0.8GHz-2.2GHz的回波损耗基本大于10dB但是在2.2GHz-2.7GHz回波损耗在5dB左右，匹配较差。表2实测电压值率P(in0.81.31.82.32.7-100.280.20.150.10.8-50.710.590.430.20.19O1.51.31.10.60.552.92.22.11.10.9105.44.64.52.32.1156.25.55.33.32.7表2是在不同频率，不同输入功率下的输出的直流电压的值。可以看到，在0.8GHz、1.3GHz、1.8GHZ时整流效率均在40%以上。但是在2.3GHz、2.7GHZ时的整流效率很低。这也对应了实测的Sll曲线在高频处回波损耗太小。匹配太差。大部分能量都被反射回去了，导致整流效率很低。但是给处在低功耗模式下的MSP430提供工作功率还是足够的。
