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1、欢迎大家一起研讨！,交流变频调速器工程设计研修班,谐振过渡软开关三相PWM逆变器,西安电子科技大学机电工程学院电气工程系明正峰,主要内容,1、背景及意义2、谐振直流环节三相逆变器 3、谐振极零电压过渡三相逆变器4、软开关技术变频器的设计举例5、全文总结,1、背景及意义,电压源三相逆变器的优点,体积小、重量轻，低损耗、高效率 （电容作为直流母线上的滤波储能器件）更适合于感性负载 （在输出端不需要外加滤波电容器）功率器件上不需要串联反向阻断二极管,电压源三相逆变器典型构成,传统硬开关三相逆变器的不足,在三相PWM逆变电路的研究中，开关频率的提高一直是人们追求的目标。 但传统硬开关逆变器的开关频率提
2、高要受到开关功率损耗、EMI、噪声污染等一系列因素的制约。其中开关功率器件的开关损耗就是其中一个最主要的因素。,开关功率器件开关过程典型波形,对于由两个功率开关S1和S4构成的一个逆变桥臂（S1在上、S4在下）来说，当开关S4开通时，通过感性负载的电流将开始增加。当开关S4被关断时，感性负载中的电流不可能立刻发生变化，它必须通过开关S1上的反并联二极管D1进行续流。,假设初始电流流过二极管D1，当开关S4开通时，负载电流将从D1中转移到S4中，遗憾的是，二极管D1不能立即从正向导通状态恢复到反向阻断状态，相反，在D1恢复到能承受反向电压之前，D1中有一个峰值很大的反向恢复电流，这个反向恢复电流
3、也要流过开关S4。所以，此时流过S4的电流是负载电流和D1反向恢复电流之和。而且，此时S4上的电压还仍然为直流母线电压。这样，开关S4开通时，将产生很大的开通损耗。而且将承受很大的电压和电流应力，如果这个应力超过其安全工作区的极限，功率开关器件将永久损坏。另外，当D1开始承受反向电压时，反向电流减少到零的同时承受一个很高的电压和一个很大的反向电流，因此反并联二极管也将产生很大的功耗。,当开关S4被关断时，负载电流转移到二极管D1中，S4两端的电压慢慢上升到直流母线电压，此时流过S4的电流基本上等于负载电流；当S4中的电流减小到零，此时它承受的还是直流母线电压。因此，在开关S4关断期间也有一个较
4、大的功率损耗。,开关功率器件开关过程功率损耗,IGBT在通态、关断和开通等阶段的功率损耗以及IGBT的总功耗。在工作频率低于5kHz时，通态功耗是主要的，但当工作频率较高时开关功耗则变为主要的，开通功率损耗比关断功率损耗大。,开关频率的提高受到以下因素的影响, 硬开关将会导致较大的开关损耗。感性负载条件下，功率器件在开关瞬间将承受很大的瞬时功耗，一个周期内功率器件的开关损耗一般可占到总平均损耗的30%40%。随着开关频率的增加，这种损耗将会成正比例的增加。过大的开关损耗使得功率器件的结温上升，不仅工作频率不能再提高，而且功率器件的电流、电压容量也不能在额定条件下运行 硬开关将会导致功率器件的二
5、次击穿。感性负载条件下，功率器件关断时出现的尖峰电压，容性负载条件下，功率器件开通时出现的尖峰电流，很容易造成二次击穿，从而极大地危害了器件的安全运行，将会导致功率器件开关过程需要较大的安全工作区（SOA）。, 硬开关将会导致较大的电磁干扰EMI）。在高频状态运行时，开关器件本身的极间寄生电容成为极重要的参数。这种极间电容在功率器件的开关过程中会产生两种不利因素，其一，在高电压下开通时，CU2/2的电容储能被器件本身吸收和耗散，势必增加温升，频率越高越严重。其二，极间电容电压转换时的dv/dt会耦合到输入端，产生电磁干扰，使系统不稳定。此外，极间电容与电路中的杂散电感会形成振荡，会干扰系统正常
6、工作。 硬开关将会导致电路拓扑对器件的寄生参数十分敏感，而且存在着上下桥臂直通的问题。传统硬开关电路中设置了功率器件的开通延迟时间（死区时间），但在高频情况下，为了消除该死区时间对逆变器输出性能的影响，采取的校正措施又使整个系统的设计变的复杂起来。, 硬开关条件下，逆变器中缓冲电路的设计是必不可少的，它可以限制功率器件开通时的di/vt、关断时的dv/dt，使动态开关轨迹缩小到直流安全区（SOA）之内，保证功率器件能够安全运行。但吸收电路并不能消除开关损耗，因此系统总的功耗不会减少，又增加了整个逆变器结构设计的难度。同时还会导致能量再生过程中续流二极管反向恢复和吸收电路的相互干扰引起较大的器件
7、应力。 硬开关将会导致功率器件工作在较高的开关频率时，会在音频范围内时引起噪声污染。 硬开关将会导致逆变器电路对输入/输出滤波器的要求较高。,软开关技术三相逆变器的提出,与PWM硬开关电路相反，在谐振软开关电路中，功率器件在零电压（ZVS）或零电流（ZCS）条件下切换，理论上开关损耗为零。因此，与硬开关电路相比，在采用同一类型功率器件条件下，谐振软开关电路可以很轻松地在高于一个或几个数量级的开关频率下工作。高的开关频率使谐振软开关电路具有许多明显的优点，如低噪音，低电磁干扰（EMI），输出波形的谐波成分少；另外，由于功率器件在零电压（ZVS）或零电流（ZCS）条件下动作，功率器件的动态轨迹将大
8、为改观，并使得吸收电路成为多余，散热器尺寸将大大减少，从而使设备尺寸及重量大大减少，功率器件可在高可靠性和高效率条件下工作。总而言之，人们过去在硬开关PWM电路设计中追求的许多目标，在软开关条件下都容易的实现了。,软开关技术三相逆变器研究现状,软开关技术出现在80年代初，美国弗吉尼亚电力电子中心（VPEC）的李泽元（F.C.Lee）教授等研究人员提出了谐振开关软性开关的概念，并成功的运用到了DC-DC变换器中，1986年，美国威斯康星大学的D.M.Divan教授提出了谐振直流环节逆变器（RDCLIResonant DC Link Inverter）和谐振极逆变器（RPIResonant Pol
9、e Inverter），这两种建立在电压源三相逆变器基础上，适用于各种DC-AC逆变器的新型软开关电路拓扑，世界各国有关研究人员的重视。在每一年的IEEE-IAS年会、IEEE-PESC年会、IEEE-IPEC会议及IEEE的几种电力电子重要期刊上都有大量的关于这个领域的研究论文发表，目前已提出多种不同拓扑的谐振软开关逆变电路。,谐振网络位置和结构的变化，特性及谐振形式的不同（并联或串联），使得软开关技术逆变器电路结构变得多种多样。但从谐振能量发生的位置来看，基本上可以分为两大类： 1谐振直流环节（Resonant DC Link）逆变器：谐振DC环节三相逆变器电路一般构成。,所有的基于谐振环
10、节的的逆变器，无论结构如何变化，只是对谐振环节的结构加以变化，从而构造出诸如谐振直流环节逆变器（RDCLI），改进型的谐振DC环节逆变器（IRDCLI），有源钳位谐振直流环节逆变器（ACRDCLI），并联谐振DC环节（也称为准谐振DC环节）逆变器（QRDCLI）等等。当把LC谐振网络以串联的方式接入直流母线时，还可以构成串联谐振零电流开关三相逆变器，在这种逆变器中，直流母线上的电流波形为不断过零点的脉冲形式，给三相逆变桥开关提供一个零电流开关条件。,直流母线上的电压工作波形。,2谐振极（Resonant Pole）逆变器： 谐振极三相逆变器电路的一般构成。,这种电路对逆变器内部主功率器件的开关
11、切换很重要，通过无损耗电容和换流电感的部分谐振实现ZVS动作。近年来，研究工作者对该类电路的研究也大都是集中在对辅助谐振网络的结构变化和工作特性的分析，先后出现了诸如辅助谐振转换极逆变器ARCPI及多种改进型的电路拓扑，零电压过渡 PWM 逆变器（ZVT-PWM）和零电流过渡PWM逆变器（ZCT-PWM）及多种改进型结构等等。辅助谐振转换极软开关模式也适用于大容量多电平（3电平）PWM电压源型逆变器，此时即使开关频率较低，生成的正弦波精度也比辅助谐振转换极二电平PWM电压源型逆变器高，可降低电磁噪声。,谐振极逆变器（RPI）,需要解决的问题,到目前为止，大多数讨论谐振软开关逆变器的文章仍然称其
12、为下一代逆变器，主要是因为在大功率范围的应用上，这种类型的逆变器仍然存在着一些需要解决的问题： 谐振峰值对功率器件的影响，就会影响其输出功率的提高，因此应设法使器件承受的电压和电流变小。 在零损耗换向条件下，电路要简单，谐振换向电路采用的辅助元件要少，否则难以减小总的体积。 控制策略简单，易于实时控制，并具有良好的动态和稳态性能。 开关频率的大幅度提高，对主开关器件的选择，杂散电感及连线的集肤效应要进行考虑。, 信号检测和处理速度要满足谐振频率的需要。 主电路的控制策略和谐振环节同步，否则将产生大量次谐波，高开关频率的优点对性能影响将不显着。 要求谐振只在换向时发生，实现无损耗换向，其它时间不
13、工作，提高母线电压的利用率。 另外，在用于电机驱动的软开关逆变器中，如何实现电机的四象限运行、输入输出之间能量的双向流动、功率因数校正及真正的PWM调制及提高效率等方面，也是研究人员讨论的一个热点。 围绕这些问题的解决，近几年来，世界各国有关研究人员在不断的进行着探索，许多改进电路和新型拓扑的不断涌现，推动了软开关技术在DC-AC逆变器中的应用。毫无疑问，它将成为新一代逆变器的发展主流，随着这种技术的成熟，它必将产生较大的经济效益。并对工业的发展与进步做出其应有的贡献。,2、新型直流母线零电压过渡（DC-Rail ZVT）三相PWM逆变器电路,RDCLI电路是最基本、简单的三相软开关逆变器电路
14、，但存在着谐振电压峰值过高、不能实现PWM技术等缺点；,现有谐振直流环节逆变器电路的一些不足,国内已有文献22介绍在实验室中用该系统驱动1.5kW三相鼠笼式异步电机，与传统的SPWM方式相比，在开关频率为20kHz时，具有噪声小、整机发热小、运转平稳等优点。国内还有许多文献也对该电路的实际应用做了大量的工作。然而，RDCLI电路显然不是一种实用的拓扑结构，因为该电路存在着诸多的缺点，如器件承受电压应力高（2.03.0倍的电源电压E），谐振电感处于主功率传送通道，只能采用离散脉冲调制（DPM）等缺点。,ACRDCLI电路虽然解决了谐振电压的部分箝位问题（1.12.0E），但仍存在不能实现PWM技
15、术等缺点；,有许多文献在该电路的实际应用方面做了工作，其中文献28,29介绍了该电路在永磁同步电机中的实际应用,并对该电路进行了详细的理论分析，画出了该电路实际工作时的框图及一些实际问题的解决方法，其中文献28中采用了滑模控制，负载电机为4kW，谐振频率大约为18kHz，采用MOTORLA的16位芯片MC68000CPU实现控制策略，文献29中采用了建立在DSP基础上的预测电流控制技术，采用TI公司的32位可进行浮点运算的芯片TMS320C30，谐振频率20kHz，逆变桥开关选用IGBT。在这两种文献中，在效率方面和传统电路做了比较，证明其取得了很好的效果。然而， ACRDCLI电路虽然解决了
16、RDCLI电路的电压钳位问题，但谐振电感的能耗问题，离散脉冲调制问题都没有解决，况且谐振峰值也只钳位至1.21.4E。,QPRDCLI电路实现了把谐振电感移出主功率传送通道、把谐振电压箝位在电源电压、谐振过程可以得到控制，但是也存在着需要电感电流阈值设定（实现逻辑复杂和不实用），感性负载时续流二极管非软关断、对SPWM技术和SVPWM技术非完全适应的问题。,对几种准并联谐振直流环节PWM逆变器（QPRDCLI）电路的分析可以得出这样的结论： 该类电路的提出虽然解决了谐振直流环节逆变器（RDCLI）电路中存在的一些不足，诸如把谐振电感移出了主功率传送通道，把谐振电压箝位在电源电压，谐振过程可以得
17、到控制一为逆变桥的PWM控制提供了可能等等，但是也存在着另外一些需要不断克服的不足，诸如由于依赖于负载条件的电感电流阈值设定以及测量使得谐振网络工作工程的实现逻辑变的复杂和不实用，另外，考虑到三相逆变器的大多数负载为感性（如电机），续流二极管的工作是必须的，那么续流二极管的软关断问题也必须加以考虑，对PWM技术、SVPWM技术等各种调制技术的实现的适应也应该加以考虑。零电压过渡技术被认为是解决这些不足存在的一种行之有效的方法，而且在DC-DC电路中得到了很好的应用。,新型DC-Rail ZVT三相PWM逆变器,该电路在传统的直流环节逆变器电路中直流母线上增加了一个由直流母线开关SL、两个反方向
18、串联的辅助开关Sa和Sb、一个辅助二极管Dr及谐振电感Lr和电容Cr构成的谐振网络，增加的辅助开关均带有续流二极管。该电路的优点是： 所有的开关均为ZVS或ZCS条件。 电感和电容之间的谐振自然发生，不需要设定和负载有关的电感电流阈值。 逆变桥中的续流二极管的关断过程也是软关断。 谐振过程所用的时间较短，母线零电压凹槽的位置和长短可以灵活的控制。 可以实现PWM和SVPWM调制技术。 电路中虽然需要三个辅助开关，但控制逻辑简单，功率要求较小，并可实现电机的四象限运行。,新型电路的优点,所有的开关均为ZVS或ZCS条件。谐振自然发生，不需要设定电感电流阈值。续流二极管也是软关断。谐振时间较短，母
19、线零电压凹槽的位置和长短可以灵活的控制。可以实现SPWM和SVPWM调制技术。控制逻辑简单，辅助开关功率要求较小，并可实现电机的四象限运行。,DC-Rail ZVT 逆变器等效电路,一次ZVT工作过程,为了理论分析的方便，有以下的假设： 电路中的所有器件均为理想工作状态； 三相PWM逆变器的负载为感性负载（感应电机），且负载电感值远大于谐振电感值。 高的开关频率使得开关周期从时间上讲很短，可以假设逆变开关状态过渡瞬间的负载电流为一等效恒流源Io； 开关状态过渡期间，逆变桥开关等效为Si,，续流二极管等效为Di；,各阶段工作状况及数学描述如下： t0 t t1 时间段 假设电路的初始工作状态为：
20、Sa、Sb断开、SL开通。有：iLr(t)=0和uCr(t)=E。其等效电路如图。, t1 t t2 时间段 t = t1时，ZCS条件下开通Sa的同时，ZVS条件下关断母线开关SL。回路Cr、Lr、Db、Sa、E/2在有负载电流Io的情况下开始谐振。此时的等效电路如图。很有意义的是，在t=t2时，谐振电容电压（母线电压）uCr(t)和谐振电感电流iLr(t) 同时为零。, t2 t t3 时间段 t=t2时，ZCS条件下关断Sa。SL和Sb维持关断状态，t=t2以后，由于Db、Sb的阻断作用，谐振电流不能反向，所以上一阶段的谐振结束。 在t=t2 t3这段时间里，续流二极管开通和负载电流源构
21、成电流回路，此时，逆变桥等效开关Si两端电压为零，Si可以完成一次ZVT过程，且此阶段的时间可以控制，ZVT结束后，进入下一阶段。此阶段的等效电路如图。, t3 t t4 时间段 t=t3时，ZCS条件下开通Sb后，电感电流iLr线性增加，该电流通过Si向负载供电，使得通过Di中的续流电流越来越小，假设t=t4时，谐振电感中的电流和负载电流相等，Di将软关断。这一阶段的电流路径如图。, t4 t t6 时间段 t=t4时，谐振电感Lr中的电流等于负载电流Io，回路E/2、Da、Sb、Lr、Cr中的谐振自然发生。此时间段的等效电路如图2-18（d）。这次谐振过程中，谐振电容电压uCr从零上升至电
22、源电压E，t = t6时，uCr(t6)=E，SL就可以在ZVS条件下开通。负载电流Io由直流电源提供。,这里注意，当t = t5时，电感中的电流达到最大值iLrm。, t6 t t7 时间段 t=t6时，开关Sb和SL处于开通状态，电感中还存在着一些残余电流。SL开通之后，电感两端通过回路E/2、E/2、SL、Lr、Dr施加了反向电压E，所以电感中的电流将会很快减少为零，谐振电感中残余能量将返回给电源，此时的等效电路如图.,注意：为了保证下进行下一次的ZVT过程是完全相同的初始条件，一定要保证T4足够长以使电感中的残余电流能够完全消失。 t7 t 时间段 t = t7时，ZCS条件下关断Sb
23、，同时Db和Dr也ZCS关断。此时的等效电路如图，电路回到了新的初始状态。,辅助谐振元件参数设计,1. 谐振电路的参数设计 参数设计主要包括谐振电感、电容的选择及辅助开关容量的确定： （1）开关SL工作在ZVS下，最大阻断电压为电源电压E，额定电流为直流母线电流。辅助开关Sa和Sb工作在ZCS下，通过的峰值电流为iLrm。 （2）Lr和Cr的选择：仅从实现软开关技术的过程来说，Lr和Cr的选择也较容易。但从电路的实用化说，选择Lr和Cr时，应考虑以下的因素： 谐振周期的表达式为： 为适应逆变开关较高的开关频率，谐振周期应越小越好。, Lr的选择要考虑续流二极管的软关断，从前面的中分析可知，续流
24、二极管中电流减少的斜率，也是电感电流iLr的上升斜率（E/2Lr），从这个角度出发，电感的值应该是越大越好，有利于续流二极管的完全软关断，但较大的电感会带来较大的电感损耗及增大谐振周期。例如，参照有关文献，一般情况下，对于耐压在6001200V的二极管来说，其反向恢复时间大约在50200ns，电感的选择原则： Cr的选择要考虑到功率器件上寄生电容存在。 假定每个逆变桥臂用来吸收及输出寄生的电容等效值为Co，直流母线上增加的谐振电容为Cdc，则谐振期间的谐振等效电容为：, 开关Sa和Sb中要通过谐振电流的峰值，可以参考以下的选择原则：通过Cr的选择，使得谐振时的电流峰值控制在两倍的母线电流峰值之
25、下，即： 从前面的分析可知： 从而可以得出： 为了保证谐振电感中的残余电流能够完全返回给直流电源，可以参考以下的选择原则：,这样以来，我们可以得到谐振电感和谐振电容的选择原则为： 关于辅助开关Sa和Sb的选择还要考虑到功率器件开关变换的快速性，由于在一个开关周期内它们的导通时间很短，所以它们的峰值电流额定值的选择要比相应的主功率器件要小的多，而母线开关SL因为要通过全范围的负载电流，它的选择应该和主功率器件相同。,DC-Rail ZVT PWM Inverter电路中增加了三个辅助开关SL、Sa和Sb，相应地，控制电路中就需要增加这三个辅助开关的触发信号。结合前面对该电路工作过程的分析可以得到
26、该附加控制电路的逻辑框图如图,驱动感应电机时的实验,为了验证本文所提出的直流母线零电压过渡三相PWM逆变器电路工作过程的正确性和实现的有效性，我们在一个用于驱动三相电机的通用变频器电路基础上构成了本文中所提出的电路结构，其实物构成照片如图,谐振直流环节电压uCr、谐振电感电流iLr及直流母线电流Io的测量波形,逆变桥主开关两端的电压和对应的门驱动信号及直流母线电流波形,把这个结果和前面的理论分析及仿真结果进性比较，可以发现，虽然它们之间有一些微小的差别，但也是完全可以相互正确支持的，一点微小的差别可能是器件参数在静态测量和动态运行中的差异及元件的非理想性影响所制。图给出了系统逆变桥输出相电压和
27、相电流的测量波形，可以看出，在软开关条件下，相电流和相电压依然光滑，畸变很小。,母线零电压凹槽对输出的影响,直流母线零电压凹槽在每个开关周期内产生的偏差电压,结论：此时的偏差电压在一个开关周期内，其平均值为零。,零电压凹槽宽度对逆变器三相输出电压的相互影响,结论：母线零电压凹槽三相输出电压产生的偏差电压，在一个完整输出周期内（360o）的不同时间段是不一样的，但具有规律性，即以60o区间具有对称性。,波形畸变及校正的实验验证,结论：不需要增加任何附加元件，得出的电流波形矫正效果很好,3、新型谐振极零电压过渡（RP ZVT）三相PWM逆变器电路,现有谐振极零电压过渡逆变器电路的一些不足,辅助谐振
28、零过渡网络,三相PWM逆变桥,三个桥臂的工作相互关联不独立，缺乏单个桥臂零电压过渡的灵活性；采用单辅助开关时，开关次数远远大于主开关功率器件的开关频率，额定功率要求较高；电路中需要的三个谐振电感既增加了电感损耗，又难以保持平衡。,改进的RPZVT-PWM电路构成,新型电路具有的几个主要特点,六个辅助开关器件构成一桥式结构，零电压过渡过程更具有灵活性；一个谐振电感既减少了电感损耗，又防止了电机三相定子绕组不平衡的可能；所有开关均工作在零电压或零电流开关条件下；虽然多用了几个辅助开关，额定功率的要求很小、控制逻辑简单明了、易于微处理器控制;谐振电感中的残余能量能够回馈给电源，并保证每次谐振前辅助电
29、路有同样的初始条件。,RPZVT-PWM单相等效电路,工作过程介绍,RPZVT-PWM电路工作过程控制,RPZVT-PWM电路参数设计,预置电流Ix的选择 （充电时间应略长于主开关上续流二极管的反向恢复时间、要大于最大相输出电流一个固定的数量） 本文选择：,辅助开关的提前开通时间,思路： 由于负载电流ia始终是正值，当开关S1和S6关断以后，开关S3和S4还没有开通以前，二极管D3和D4要进行续流，所以当开关S3和S4的开通信号到来时，其两端的电压为零，故即使辅助谐振网络不用工作，开关S3和S4也是在零电压条件下开通,采用减少辅助开关次数的控制策略后，电压VCE和VGE，电流iLr和ia的实验
30、波形,RPZVT-PWM三相电路效率分析,软开关逆变器相对于硬开关逆变器效率提高随开关频率变化的曲线,4 、谐振过渡软开关技术变频器的设计举例,谐振极零电压过渡软开关技术变频器主电路的选择,性能价格比的提高 控制方式的简单 微控制器的可实现性 控制逻辑简单、易于实现、有实用化价值 （开关功率器件制造成本在大幅度降低，微处理器处理能力和硬件资源有很大的发展）,辅助谐振电路的设计,谐振电感的设计要考虑到续流二极管的软关断过程需要的时间吸收电容（谐振电容）的设计要考虑主功率器件的零电压关断过程谐振周期和谐振电感和谐振电容的选择有关辅助开关的选择要考虑：阈值电流的大小、占空比、利用安全工作区等因素,5
31、、总结,近年来，研究工作者对谐振过渡软开关技术的概念给予了极大的兴趣，以此概念构成的软开关三相PWM逆变器可以实现真正的PWM技术和空间矢量PWM技术，还可以实现电机的四象限运行等电机驱动当中所面临的问题，该种类型的软开关逆变器最有可能应用电力传动领域当中去。,延续研究,对新型软开关PWM逆变器电路的进一步研究。 软开关三相PWM逆变器的研究现在还集中的处于对电路拓扑的研究上，虽然出现了非常多的基于几种基本电路基础上的改进电路，但至尽没有建立最基本的统一的拓扑结构，如果能从理论和实践上建立它的统一的拓扑结构，将对软开关三相PWM逆变器的研究起很大促进作用,对谐振过渡软开关三相PWM逆变器电路的应用研究 软开关技术的主要目的之一就是减小变换器本身的开关损耗、提高功率器件的开关频率和工作效率，该优越性将在大功率应用时得到最明显的体现。本文已对谐振过渡软开关三相PWM逆变器的设计原则给出了一个具体的例子，作为本文工作的延续，还需要进行具体的研究和设计。另外，还需要对一些实际的应用问题，诸如四象限运行、PWM控制等，进行深入的讨论,谢谢各位,
