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1、第 4 章振幅调制、解调与混频电路,概述,4.1频谱搬移电路的组成模型,4.2相乘器电路,4.3混频电路,4.4振幅调制与解调电路,4.5参量混频电路,概述,调幅与检波的概念,1地位通信系统的基本电路。,2特点,对电路中信号频谱进行的变换，电路有新频率成分产生。,为此，需引用一些信号与频谱的概念。,3信号与频谱,信号的三种表示法：表达式、波形图、频谱图。,4模拟相乘器,作用：实现两信号的相乘，实现频谱变换。,5两种类型的频谱变换电路,频谱搬移电路：将输入信号的频谱沿频率轴搬移。,例：振幅调制、解调、混频电路(本章讨论)。,特点：仅频谱搬移，不产生新的频谱分量。,频谱非线性变换电路：将输入信号的
2、频谱进行特定的非线性变换。,例：频率调制与解调电路(第 5 章讨论)。,特点：产生新的频谱分量。,本章内容,4.1频谱搬移电路的组成模型(调制、解调、混频)(原理),4.2相乘器电路(电路实现),4.3混频电路,4.4振幅调制与解调电路,频谱搬移电路的重要应用,第 4 章振幅调制、解调与混频电路,4.1频谱搬移电路的组成模型,4.1.1振幅调制电路的组成模型,4.1.2振幅解调和混频电路的组成模型,4.1.1振幅调制电路的组成模型,一、调幅波的数学表式,设：调制信号v(t)=V cos t(1),载波信号vc(t)=Vcmcos ct(2),其中，c=2fc：载波角频率；,fc：载波频率，c。
3、,若同时作用在一个非线性器件 i=f(v)上，有,Vcmcos ct+V cos t(3),将非线性器件的输出电流用三角函数展开,(4),将式(3)代入式(4)，取前三项，则,(5),将第三项展开，利用式，,故式(5)可写为,(6),若负载为 LC 调谐回路，2，2c 均远离 c，去掉它们及直流分量，则式(6)可写为,(7),(7),所以，输出调幅波电流的数学表达式为,(8),式中：Im0=a1Vcm：调制前载波电流振幅；,Im0(1+Ma cos t)：调幅波电流振幅；,Ma：调幅度。(9),若负载为 LC 调谐回路，谐振在 fc，谐振电阻 RP，则回路两端电压 vO(t)=iRP=Vm0(
4、1+Ma cos t)cos ct(4-1-1),式中，Vm0=kVcm：输出载波电压振幅,将式(9)代入式(4-1-1)，得,vO(t)=Vm0+kav(t)cos ct(4-1-2),二、普通调幅信号及其电路组成模型,1电路组成模型,式中，AM：相乘器乘积系数；A：相加器的加权系数，且 A=k，AM AVcm=ka。,2单音调制,(1)表达式,vO(t)=Vm0(1+Ma cos t)cos ct(4-1-2),式中：Vm0(1+Ma cos t)：vO(t)的振幅，反映调制信号的变化，称为调幅信号的包络。,：调幅度，表征调幅信号的重要参数。,图 4-1-2调幅信号的波形,(2)波形,当
5、Ma=0，未调制；当 Ma=1，最大不失真；若 Ma 1，在 t=附近，vO(t)变为负值，出现过调幅失真。,(a)(b)图 4-1-3过调幅失真,在实际调幅电路中，由于管子截止，过调幅的波形变为图 4-1-3(b)。,(3)频谱,将式(4-1-2)vO(t)=Vm0(1+Ma cos t)cos ct 用三角函数展开,单音调制时调幅信号的频谱：由三个分量组成：,c 载波分量,(c+)上边频分量,(c-)下边频分量,两边频为相乘器对 v(t)和 vc(t)相乘的结果。,3复音调制,(1)表达式,设 v(t)为非余弦的周期信号，其傅里叶展开式为,式中，nmax=max/=Fmax/F，max=2
6、Fmax 为最高调制角频率，其值小于 c。,输出信号电压为,(2)频谱,可见，vO(t)的频谱结构：,c：载波分量；,(c)、(c 2)、(c nmax)：上、下边频分量，其幅度与调制信号中相应频谱分量的幅度 Vmn 成正比。,图 4-1-5过调幅失真(a)调制信号(b)普通调幅信号,(3)频谱宽度,调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的两倍，即BWAM=2Fmax,4结论,调幅电路组成模型中的相乘器可对 v(t)和 vc(t)实现相乘运算，其结果：,在波形上，将 v(t)不失真地转移到载波信号振幅上；,在频谱上，将 v(t)的频谱不失真地搬移到的 c 两边。,调幅波的数学表达式与频谱,5 调
7、幅波的功率(设单位电阻、单音调制),(1)调幅信号在一个载频周期内的平均功率,式中，：常数，载波分量产生的平均功率。,P(t)为 t 与 Ma 的函数，,当 Ma=1 时，Pmax=4P0，Pmin=0,(2)P(t)在一个调制波周期内的平均功率,：上、下边频分量的功率，称为边频功率。,(3)讨论,Pav 为各频谱分量产生的平均功率之和。,当 Pav 一定时，P0，PSB，而 P0 为载波功率，PSB 携带信息。,例：当 Ma=1 时，,这说明：当 Ma=1 时，P0 占 Pav 的 67%，PSB占 Pav 的 33%。,Ma=0.3(一般电台发射信号)时，P0=0.955 Pav,PSB=
8、0.045 Pav。,结论：普通调幅波，发射效率极低。,解决办法：抑制载波。,三、双边带和单边带调制电路组成模型,1双边带(DSB)调制：仅传输两个边频的调制方式。,(1)目的：,节省发射机的发射功率。,调制信号的频谱结构包括：,上、下边频分量：反映调制信号的频谱结构；,载波分量：通过相乘器将调制信号频谱搬移到 c 两边，本身不反映调制信号的变化，故传输前可抵制掉。,(2)表达式,普通调幅：vO(t)=Vm0+kav(t)cos ct,双边带调幅：vO(t)=kav(t)cos ct,特点：,普通调幅：调制波叠加在载波振幅 Vm0 上；,双边带调幅：调制波不再依托 Vm0。当 v(t)进入负半
9、周时，vO(t)也变为负值，载波电压产生 180 相移。调制信号波形在过零处出现 180 的相位突变。,(3)波形,图 4-1-6双边带调制信号(a)波形(b)频谱,双边带调制,(4)组成模型,图 4-1-6双边带调制信号(c)频谱,2单边带(SSB)调制信号,(1)定义,仅传输一个边频的调制方式。,原理：上、下边带均反映了调制波的频谱结构(区别仅在于下边带是调制信号频谱的倒置,对传输信息无关紧要)。因此可将其中一个边带抑制掉而不影响传送信息。,优点：节省发射功率；频谱宽度压缩一半，BWSSB=Fmax。,(2)实现模型,(a)(b)图 4-1-7采用滤波法的单边带调制电路组成模型(a)组成模
10、型(b)v(t)频谱,滤波法：相乘器+带通滤波器。,相乘器：产生双边带调制信号；滤波器：取出单边带信号。,(a)(b)图 4-1-7采用滤波法的单边带调制电路组成模型(a)组成模型(b)v(t)频谱,相移法：相乘器、90 相移器、相加器组成,相乘器：,相乘器：,两式相减或相加,输出仅为单边带调制信号,对复杂信号，相移法的组成模型也成立。,4.1.2振幅解调和混频电路的组成模型,特点：均实现频谱不失真地搬移，两类组成模型类似。,一、振幅解调电路,1定义,解调(Demodulation)：调制的逆过程。,振幅检波(简称检波 Detector)：振幅调制信号的解调电路，从调幅信号中不失真地检出调制信
11、号的过程。,2组成模型,图 4-1-11(a)调幅解调电路的组成模型,相乘器+低通滤波器。,vS(t)：调制信号,vr(t)：同步信号，特点与原载波信号同频同相位。,3原理,频谱搬移：将调制信号频谱不失真地搬回零频附近。,图 4-1-11调幅解调电路电路的组成模型和相应的频谱搬移(b)调幅解调电路的组成模型,频谱的搬移过程(假设为双边带)：调幅信号 vS(t)与同步信号 vr(t)相乘，结果 vS(t)的频谱被搬到：,频谱的搬移过程(假设为双边带)：调幅信号 vS(t)与同步信号 vr(t)相乘，结果 vS(t)的频谱被搬到：,2c 的两侧，构成载波角频率为 2c 的双边带调制信号，它是无用的
12、寄生分量；,搬到零频率两侧。其中，vS(t)的一个边带被搬到负频率轴上(不存在)，叠加在正频率分量上，数值上加倍。,4讨论,vr(t)必须与原载波信号严格同步(同频、同相)，故称为同步检波电路。否则检波性能下降。,另一种检波电路不需要vr(t)，称为包络检波电路，以后讨论。,二、混频(Mixer)电路,又称变频(Convertor)电路，超外差接收机的重要组成。,1作用,图 4-1-12混频电路的作用,频谱搬移：将载频为 fc 的已调信号 vS(t)不失真地变换为载频为 fI 的已调信号 vI(t)。,vL(t)：由本机振荡器产生的本振电压，fL：本振频率。,fL、fI、fc 之间的关系为,2
13、组成模型,图 4-1-13混频电路的实现模型(a)混频电路的组成模型,图 4-1-13(a)为典型的频谱搬移电路，可用相乘器和滤波器实现。,3原理,(1)混频,设,vS(t)=Vsm0+ka v(t)cos ct,vL(t)=VLm cos Lt,图 4-1-13混频电路的实现模型(b)输入信号频谱(c)相乘器输出电压频谱,若 fL fc 时，经相乘器，将 vS(t)的频谱不失真地搬移到 L 的两边：,一边搬到 L+c 上，构成载波角频率为 L+c 的调幅信号；,另一边搬到 L-c 上，载波角频率为 L-c。,若令 I=L-c，则前者为无用的寄生分量，而后者为有用中频分量。,(2)滤波,用调谐
14、在 I=L-c 上的带通滤波器取出有用的分量。,第 4 章振幅调制、解调与混频电路,4.2相乘器电路,4.2.1非线性器件的相乘作用及其特性,4.2.2双差分对平衡调制器和模拟相乘器,4.2.3大动态范围平衡调制器 AD630,4.2.4 二极管双平衡混频器,功能：实现频谱搬移。,实现：利用非线性器件。,本节内容：,1非线性器件的相乘作用及其特性(时变参量分析法)；,2双差分对平衡调制器和模拟相乘器；,3大动态范围平衡调制器 AD630；,4二极管双平衡混频器。,4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性,一、一般分析,例如二极管、晶体管，其伏安特性为,i=f(v)(4-2-1),式中，v=VQ
15、+v1+v2,VQ：静态工作点电压，v1、v2：输入电压。,由泰勒级数,令 x=VQ+v1+v2，i=f(v)。在 Q 点的展开式为,式中，a0，a1，an 由下列通式表示,(4-2-2),(4-2-3),由二项式定理，所以,(4-2-4),可见，在两个电压同时作用下，响应电流中：,出现了两个电压的相乘 2a2v1v2，(m=1，n=2),出现了无用高阶相乘项，(m 1，n 2)。,设 v1=V1mcos1t，v2=V2mcos2t，代入(4-2-4)式，由三角变换，可知该非线性器件的输出电流中包含众多组合频率电流分量，用通式表示,p,q=|p1 q2|，(p，q=0，1，2，)(4-2-5)
16、,其中，只有 p=1，q=1 的和频或差频(1,1=|1 2|)是有用的，而其他组合频率分量都是无用的。,消除无用组合频率分量的措施：,器件特性：选有平方律特性的器件(如场效晶体管)；,电路：组成对称平衡电路，抵消部分组合分量；,输入电压上：限制输入信号 v2 大小，使非线性器件处于线性时变状态，组合分量最小。,二、线性时变状态,1线性时变表达式,将式(4-2-4)改写为 v2 的幂级数,故,上式可看成 i=f(VQ+v1+v2)在(VQ+v1)点上对 v2 的泰勒级数展开式，即,式中，,若 v2 很小，可以忽略 v2 二次方及以上各项，上式简化为,f(VQ+v1)和 f(VQ+v1)均是与
17、v2 无关的系数，但它们都是 v1 的非线性函数，且随时间而变化，故称为时变系数或时变参量。,其中，f(VQ+v1)是 v2=0 时的电流，称时变静态电流，用 I0(v1)或 I0(t)表示；,f(VQ+v1)是增量电导在 v2=0 时的数值，称时变增量电导，用 g(v1)或 g(t)表示，则上式可表示为,i=I0(v1)+g(v1)v2(4-2-9),I0(v1)、g(v1)与 v2 无关，故 i 与 v2 的关系是线性的，但它们的系数是时变的，故称线性时变。适宜频谱搬移电路。,2频率成分,当 v1=V1mcos1t 时，g(v1)将是角频率为 1 的周期性函数，它的傅里叶展开式由平均分量、
18、1 及各次谐波组成,可见，在线性时变工作状态下，非线性器件的作用是由 v1 控制的特定周期函数 f(VQ+v1)与 v2 相乘。,设 v2=V2mcos2t，则产生的组合频率分量的频率通式为|p1 2|，与式(4-2-5)p,q=|p1 q2|比较，消除了 q 1 的众多分量，容易滤波。,如构成调幅电路v1=vc(t)=Vcmcosct，v2=v(t)=V mcos t 且 c。,其中，有用分量为(c)的上、下边频分量，而其他无用分量的频率(2c，3c，)均远离上、下边频分量。不存在 2c，3c 等靠近上、下边频的失真边带分量。,例如构成混频器v1=vL(t)=VLmcosLt且v2=vS(t
19、)=Vsmcosct，L-c=I 其中，除有用中频 I 分量外，其他都是远离 I 的无用分量，不存在角频率接近 I 的组合频率分量。,三、半导体器件的线性时变模型,1二极管,图 4-2-1v1(t)作用下 I0(t)和g(t)的波形,当 v1=V1mcos1t 足够大时，二极管轮流工作在管子的导通区和截止区。这时管子导通后特性的非线性相对单向导电性来说是次要的，其伏安特性可用自原点转折的两段折线逼近，导通区折线的斜率 g0=(1/RD)，相应的增量电导特性在 v 0 区域内为一水平线。,设 VQ=0，则在 v1 作用下，I0(v1)=I0(t)为半周余弦脉冲序列，g(v1)=g(t)为矩形脉冲
20、序列。,现引入 K1(1t)代表高度为 1 的单向周期性方波，称为单向开关函数，它的傅里叶级数展开式仅含奇数项，无偶数项，为,图 4-2-1v1(t)作用下 I0(t)和g(t)的波形,图 4-2-2单向开关函数,则 g(t)和 I0(t)可分别表示为,因此，当 v1 足够大，v2 足够小时，通过二极管电流,由此，可画出二极管的等效电路，如图 4-2-3 所示。,图 4-2-3二极管开关等效电路,图 4-2-3 中，二极管用开关等效，开关受 v1(t)控制，按角频率 1 周期性地启闭，闭合时的导通电阻为 RD。,这时管子的导通与截止仅由 v1 控制而不受 v2 影响时，线性时变工作状态便转换为
21、开关状态。,在这种工作状态下，可进一步减少 p,q=|p1 2|中 p 为偶数的众多组合频率分量，无用分量大大减少，滤波更易。,可见，二极管用受 v1(t)控制的开关等效是线性时变工作状态的一个特例，它可进一步减少组合频率分量。,2差分对管,图 4-2-4I0 受 v2 控制的差分对管,特点：由多个非线性器件组成的平衡式电路，v1 和 v2 分别加在不同的输入端，实现 f(v1)和 f(v2)相乘的特性。,分析：已知差分对管差模特性差模输入 v1=V1mcos 1t，若使偏置电流源 I0 受有用信号 v2 控制，且有 I0=A+Bv2，A 和 B 为常数，则差分对管就能工作在线性时变状态。,将
22、 I0=A+Bv2 代入差模特性，差分对管输出差值电流为,与二极管电路比较，利用两管的平衡抵消原理，差分对管的输出电流中减少了直流分量与 p 为偶数的众多组合分量。,当 x1 很大(x1 10，即 V1m 260 mV)时，趋于周期性方波，如图 4-2-5(a)，可近似用图 4-2-5(b)双向开关函数 K2(1t)表示，即,图 4-2-2单向开关函数,图 4-2-5(a)x 10 时双曲正切函数的波形(b)双向开关函数,令 x1=V1m/VT，有,式中，是(2n-1)次谐波分量的分解系数。不同 x1 值时，1(x1)、3(x1)、5(x1)的值列于教科书的表 4-2-1 中。,所以，相应的傅
23、里叶级数为,比较二极管电路,优点：双差分对电路无直流分量，幅度加倍。,小结：非线性器件构成相乘器电路的两种模式：,v1 和 v2 直接相乘。必须采取平衡、反馈等措施消除无用的高阶相乘项，并扩展两输入信号电压的动态范围。,应用于频谱搬移电路，信号处理电路。例：对数-反对数相乘器、双差分对模拟相乘器。,将 v2 与经非线性变换的 v1 相乘。用于频谱搬移电路，例：双差分对平衡调制器，大动态范围平衡调制器，二极管环形混频器。,4.2.2双差分对平衡调制器和模拟相乘器,一、双差分对平衡调制器,(1)线性时变器件适宜构成频谱搬移电路的原因,线性时变器件输出电流中存在众多组合频率分量，但无用分量均远离有用
24、分量，易于滤波。,(2)两种非线器件实现线性时变工作比较,1.电路的组成,图 4-2-6,三个差分对管：T1、T2 和 T3、T4 分别由 T5、T6 提供偏置电流，组成的差分对管由电流 I0 提供偏置。,v1 交叉地加在 T1、T2 和 T3、T4 的输入端，v2 加在 T5、T6 的输入端。平衡调制器的输出电流 i 和 i 由上面两差分对输出电流合成。双端输出时，其值为,i=i-i,其中，(i1-i2)为 T1、T2 差分对的输出差值电流，(i4-i3)是 T3、T4 差分对的输出差值电流，它们分别为,故,其中，i5-i6 是 T5、T6 对管的输出差值电流，其值为,所以(4-2-23),
25、此式表明，双差分对平衡调制器仅提供了两个非线性函数(双曲正切)相乘的特性，不能实现 v1 和 v2 的相乘运算。,2 工作特性,(1)若|v1|26 mV，|v2|26 mV。,当 v 26 mV 时，0.5。,实现了 v1 和 v2 的相乘运算。,(2)v1 为任意值，|v2|26 mV,设 v1=V1mcosIt，将展开，利用(4-2-15)式，,可见，线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原理，进一步抵消了q 1，p 为偶数的众多组合频率分量。,(3)|v1|260 mV，|v2|26 mV,当 v1=V1mcosIt，V1m 260 mV，即 x1 10 时，,实现开关工作。,3 扩展
26、v2 的动态范围,上述三种工作特性，均要求 v2 为小值，使其应用范围受限。实际电路常采用负反馈技术以扩展 v2 的动态范围。,(1)电路,T5、T6。管发射极之间接入负反馈电阻 RE。,为了便于集成化，将电流源 I0 分割成两个 I0/2 的电流源。,图 4-2-7,(2)原理,根据,限制 x 值，满足|x|=|2ie/I0|0.5(1 x 1),则 x 的三次方及其以上各次方项可以忽略，,例如：已知 I0=1 mA，RE=1k 则 v2 的最大动态范围为(-276 mV，276 mV)比不加时，扩大了 10 倍以上。,4XFC1596 集成平衡调制器,图 4-2-8XFC1596 的内部电
27、路及由它构成的双边带调制电路,扩展 v 动态范围,可扩展 v 动态范围的双差分对平衡调制器,恒流源,负载电阻,载波,调制,平衡电位器，确保 v=0 时 i=0,T7T8 偏置电阻,T5T6 偏置电阻,T1T2 偏置电阻,为 T5、T6 管的发射极结电阻，通常足 RE 2re，则,(4-2-31),故，由式(4-2-21)，平衡调制器的输出差值电流为,根据式(4-2-30)|2ie/I0|0.5 和式(4-2-31)，v2 允许的最大动态范围 0.5,二、双差分对模拟相乘器,1 电路组成原理,图 4-2-10模拟相乘器原理电路,(1)组成,T1 T6：可扩展 v2动态范围的双差分对平衡调制器。,
28、T7 T10：补偿电路，可扩展 v1 的动态范围。,(2)原理,T7、T8 是将基极-集电极短接的差分对管，它的输出差值电流为,同时，vAB=vBE7+vBE2=vBE8+vBE1,所以 vBE7-vBE8=vBE1-vBE2,vAC=vBE7+vBE3=vBE8+vBE4,所以 vBE7-vBE8=vBE4-vBE3=vBE1-vBE2,因而，T1、T2 和 T3、T4 两差分对管的输出差值电流分别为,因而双差分对管的双端输出差值电流,i=i-i=(i1+i3)-(i2+i4)=(i1-i2)-(i4-i3)=,可见，T7、T8 和 T1 T4 共同构成两个差值电流(i5-i6)和(i7-i
29、8)相乘电路，现设法转为两电压相乘。,T5、T6、RE2(T9、T10、RE1)：电压-电流线性变换电路作用：将输入电压v2(v1)线性地变换为输出差值电流。,由(4-2-31)式,限定条件：,忽略 T1 T4 的基极电流，则 i9-i10 i7-i8,当相乘器两输出端接直流负载电阻 RC 时，输出差值电压,vO=(i-i)RC=iRC,式中，AM 为相乘器的增益。,2集成模拟相乘器 BG314,图 4-2-12(a)集成模拟相乘器的内部电路,双差分对模拟相乘器，实现电流相乘,外接阻扩展 v2 动围,恒流源，提供偏置,V-I 线性变换器,外接阻扩展 v1 动围,4.2.3大动态范围平衡调制器
30、AD630,图 4-2-13AD630 组成方框,AD630：用两只增益相同的同相和反相放大器交替工作而构成的平衡调制器。,优点：可扩展 v2 的动态范围(高达 100 dB)。,一、组成原理,v2 接法：,S 接 1，A1 和 A3 级联，为反相放大器，增益；Avf1=-Rf/R1；S 接 2，A2 和 A3 级联，为同相放大器，增益 Avf2=1+Rf/R2。令增益相等，1+Rf/R2=Rf/R1 R1=Rf/R2,图 4-2-13AD630 组成方框,开关 S 受比较器 C 的控制，而比较器的输出电平则由输入电压 v1 控制。,设 v1=Vlmcos1t，正半周时 S 接 2 端；负半周
31、接 1 端，因而合成的输出电压 vO 可表示为,构成工作在开关状态的平衡调制器。,4.2.4二极管双平衡混频器,二极管双平衡混频器是另一类工作在开关状态的相乘组件，可构成性能优良的混频器。,一、电路组成,图 4-2-15(a)二极管平衡混频器组成电路,三端口：R输入口，vS=Vsmcosct；L本振口，vL=VLmcosLt；I输出口，RL 为负载电阻，取出中频信号。Tr1、Tr2：宽频带变压器，中心抽头，一次、二次绕组匝数比为 1:1。,D1 D4 四只二极管。若 VLm Vsm，则各二极管均工作在受 vL 控制的开关状态。,图 4-2-15(a)二极管平衡混频器组成电路,二、工作原理,vL
32、 正半周，D2、D3 导通，D1、D4 截止。,由等效电路，上、下两回路的方程为：,(1)(2),式(1)-式(2)，消去 vL,vL 负半周，D2、D3 截止，D1、D4 导通。,同理可求 vL 负半周时的情况开关函数为 K1(Lt-),K1(Lt-),所以，通过 RL 的总电流为,K1(Lt-)-K1(Lt),K2(Lt),(正负半周电流方向不同，所以有负号),所以，双平衡混频器输出电流中仅包含(pL c)的组合频率分量(p 为奇数)，抵消了L、c 和 p 为偶数，q 1 的众多频率组合。若令 I=L-c 则通过的中频电流为,iI=cos(L-c)t,三、混频损耗,定义：在最大功率传输条件
33、下，输入信号功率 PS 对输出中频功率 PI 的比值，其单位用分贝表示。分贝数越大，混频损耗越大输出中频信号的能力越差。,考虑变压器和二极管损耗，Lc 约为 6 8 dB；工作频率增高时，结电容和变压器分布参数的影响，Lc 将相应增大。,工作条件：本振口功率足够大(二极管开关工作)，而输入口功率必须远小于本振功率。否则 Lc 均将增大。,若用作双边带调制电路，由于变压器的低频响应差，则：,I 端：调制信号 v。R 端：载波信号 vc。L 端：双边带信号输出。,第 4 章振幅调制、解调与混频电路,4.3混频电路,4.3.1通信接收机中的混频电路,4.3.2三极管混频电路,4.3.3混频失真,4.
34、3混频电路,混 频,地位：超外差接收机的重要组成部分。,作用：将天线上感生的输入高频信号变换为固定的中频信号。,重要性：靠近天线，直接影响接收音机的性能。,种类：,一般接收机中：三极管混频器。,高质量通信接收机：二极管环形混频器、双差分对平衡调制器混频器。,4.3.1通信接收机中的混频电路,一、主要性能指标,1混频增益,定义：混频器的输出中频信号电压 Vi(或功率PI)对输入信号电压 Vs(或功率 PS)的比值，用分贝表示(与混频损耗 Lc 类似),或,2噪声系数,定义：输入信号噪声功率比(PS/Pn)i 对输出中频信号噪声功率比(PI/Pn)o 的比值，即,接收机的噪声系数主要取决于它的前端
35、电路，若无高频放大器，主要由混频电路决定。,31 dB 压缩电平(PI1dB),图 4-3-11 dB 压缩电平,当 PS 较小时，PI 随 PS 线性增大，混频增益为定值；,当 PS 较大时，PI 随 PS 增大趋于缓慢。,定义：比线性增长低 1 dB 时所对应的输出中频功率电平，称 1dB 压缩电平，用 PI1dB 表示。,意义：PI1dB 所对应的 PS 是混频器动态范围的上限电平。,4混频失真,来源：,接收机输入端存在的干扰信号；,混频器件非线性，使输出电流包含众多无用组合频率分量，若某些靠近中频，则中频滤波器无法将它们滤除，叠加在有用中频信号上，引起的失真称为混频失真。,5隔离度,混
36、频器各端口之间在理论上应相互隔离，确保任一端口上的功率不会窜到其他端口上。,实际上，总有极少量功率在各端口之间窜通。,定义：本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比(用分贝表示)。,意义：用来评价窜通大小的性能指标。,危害：在接收机中，本振端口功率向输入端口的窜通危害最大。为保证混频性能，加在本振端口的本振功率都比较大，当它窜通到输入信号端口时，就会通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向辐射，严重干扰邻近接收机。,二、二极管环形混频器和双差分对混频器,高性能接收机混频器种类,1二极管环形混频器,已有系列产品，以二极管开关工作所需本振功率电平的高低分类：Level7、Level17、Lev
37、el23，所需的本振功率分别为 7 dBm(5 mW)，17 dBm(50 mW)，23 dBm(200 mW)。,本振功率电平越高，相应的 1 dB 压缩电平也就越高，混频器的动态范围就越大。,优点：频带宽、噪声低、混频失真小、动态范围大。,缺点：无混频增益、端口间的隔离度较低。,2双差分对平衡混频器(AD831),图 4-3-2AD831 的内部组成及构成混频器的外接电路,组成：双差分对平衡调制器、输出低噪声放大器、本振驱动。,特点：工作频率达 500 MHz 以上；混频增益高；输入端只需电压激励，不需匹配网络，使用方便；设有本振驱动放大器，为保证开关工作所需的本振功率小；且端口间隔离度高
38、。反向辐射小。,缺点：噪声系数较大，动态范围小。,4.3.2三极管混频电路,一、作用原理,1原理电路,图 4-3-3三极管混频器,L1C1：输入信号回路，调谐在 fc,L2C2：输出中频回路，调谐在 fI,本振电压 vL=VLmcosLt 接在基极回路中，VBB0 为基极静态偏置电压。,vBE=VBB0+vL+vS,2工作原理,将 VBB0+vL 作为T的等效基极偏置电压，用 vBB(t)表示，称为时变基极偏置电压，当输入信号电压 vS=Vsmcosct 很小，满足线性时变条件时，三极管集电极电流为,iC f(vBE)IC0(vL)+gm(vL)vS,iC f(vBE)IC0(vL)+gm(v
39、L)vS,在时变偏压作用下，gm(vL)的傅里叶级数展开式为,gm(vL)=gm(t)=g0+gm1cosLt+gm2cos2Lt+,其中，基波分量 gm1cosLt 与输入信号电压 vS 相乘,gm1cosLt Vsmcosct=gm1Vsmcos(L-c)t+cos(L+c)t,令 I=L-c，得中频电流分量为,iI=IImcosIt=,其中,称为混频跨导，定义为输出中频电流幅值 IIm 对输入信号电压幅值 Vsm 之比，其值等于 gm(t)中基波分量幅度 gm1 的一半。,若设中频回路的谐振电阻为 Re，则所需的中频输出电压 vI=-iIRe，相应的混频增益为,AC=-gmc Re,3
40、gmc 与 VLm 和VBB0 关系,在满足线性时变条件下，三极管混频电路的混频增益与混频跨导 gmc 成正比。而 gmc 又与 VLm 和静态偏置有关。,三极管的转移特性曲性 iC-vBE，它的各点斜率的连线即为跨导特性 gm(vBE)。在 vBE=VBB(t)的作用下，便可画出 gm(t)波形。,图 4-3-4gmc(t)的图解分析,可见，VBB0 一定，VLm 由小增大时，gmc 也相应地增大，直到 gm(t)趋近方波时，相应的 gmc 便达到最大值。,实际三极管混频电路采用分压式偏置电路，当 VLm 增大到一定值后，由于特性的非线性，产生自给偏置效应，基极偏置电压将自静态值 VBB0
41、向截止方向移动，因而相应的 gmc 也就比上述恒定偏置时小。,图 4-3-5 gmc随 VLm 变化的特性,结果使 gmc 随 VLm 的变化如图 4-3-5 实线所示。可见，相应于某一 VLm 值，gmc 和相应的混频增益达到最大值。,实验指出，在中波广播收音机中，这个最佳的 VLm 约为 20 200 mV。反之，当 VLm 一定时，改变 VBB0(或 IEQ)时，gmc 也会相应变化。实验指出，IEQ 在 0.2 1 mA 时，gmc 近似不变，并接近最大值。,二、电路,电路组成、工作原理、元件作用。,电感三点式电路。本振电压输出由耦合线圈 Le 加到 T1 管的发射极上。,天线上感生的
42、信号电压通过耦合线圈 La 加到输入信号回路，再通过耦合线圈 Lb 加到 T1 管的基极上。,La 和 Lb 的值较小，对输入信号，本振回路严重失谐；对本振频率而言，输入信号回路严重失谐，避免反向辐射。,4.3.3混频失真,混频利用了器件特性的非线性，而器件的非线性又是混频器产生各种干扰的根源。,一、干扰哨声和寄生通道干扰,1干扰哨声(组合频率干扰),(1)产生,混频器输入有用信号时，混频器件输出电流将出现众多组频率分量,fp,q=|pfL qfc|,犹如混频器中存在着无数个变换通道，其中只有 p=q=1 的通道是有用的，它可以将输入信号频率变换为所需的中频，而其余大量的变换通道无用甚至有害。
43、例如：,fs=931 kHz，fI=465 kHz，fL=fs+fI=1 396 kHz,当 fs 与 fL 混合后，输出可能存在 2fs-fL=(2 931-1 396)kHz=466 kHz 的组合频率，与 465 kHz 一起送到检波器，产生差拍现象，在扬声器听到 1 kHz 的哨叫。,听到的声音：哨叫干扰哨声,干扰的原因：组合频率干扰：,显然，产生哨叫的条件：|pfL qfc|=fI F,式中：F 为音频可分解为四个关系式：,合并前两式，得产生干扰哨声的输入有用信号频率 fc 为,fI F，上式可简化为,(2)减小干扰哨声的办法,组合频率分量电流振幅随(p+q)的增加而迅速减小，因而，
44、只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。,例如，由，当 p=0，q=1 时干扰哨声强，相应输入信号频率接近于中频，即 fc fI，因此，将接收机的中频选在接收频段以外，避免这个最强的干扰哨声。例如，中频接收机，fI 规定为 465 kHz。(中波：535 1 605 kHz),2寄生通道干扰(副波道干扰),(1)产生,非接收频率的干扰台串入接收机所造成的干扰。当干扰台的频率 fM 与本振频率 fL 满足,|pfL qfM|=fI(4-3-8),时，干扰信号就将其频率 fM 变换为 fI，
45、顺利地通过中频放大器，造成干扰(收音机听到干扰信号)。这种干扰称为寄生通道干扰。,受 fL-fc=fI 的限制，式(4-3-8)中只有下两式成立,pfL-qfM=fI，qfM-pfL=fI,合并，得形成寄生通道干扰的干扰信号频率为,(4-3-9),寄生通道干扰的两种最强情况：,中频干扰(p=0，q=1),fM=fI，故称中频干扰。这时，混频器起到中频放大器的作用，具有比有用信号更强的传输能力。,镜像干扰(p=1，q=1),fK=fL+fI=fc+2fI，这时，干扰信号 fK 在混频器中与 本振信号 fL混频后，其差频接近中频，与中频进行差拍检波，出现哨叫。,若将 fL 想象为一面镜子，则 fK
46、 就是 fc 的镜像，故称镜像干扰。,(2)解决办法,中频干扰：与消除干扰哨声一样，中频应选在接收频段以外，远离接收段。,镜像干扰：fK-fc=2fI，可以采用两种措施：高中频方案、二次混频。,3高中频方案,中频的两种选择方案：,低中频方案，fI f。,高中频方案，fI f。,4二次混频,优点：fI 低，中频放大器易实现高增益和高选择性；,如在短波接收机中，接收频段为 2 30 MHz，中频选在 70 MHz 附近。由于中频很高，镜像干扰频率远高于有用信号频率，混频的滤波电路很容易将它滤除。,图 4-3-10二次混频接收机组成方框图,近代数字移动通信接收机，第一中频很高，为 240 MHz，可
47、以在一混频前将镜像频率干扰有效地滤除。,二、交调失真和互调失真,交调失真和互调失真会在混频器、高频和中频放大器中产生，现以混频器为例讨论。,1交调失真,若接收机前端电路选择性不好，使有用信号 vS 和干扰信号 vM 同时串入混频器输入端，且二者皆为调幅波，则通过混频器的非线性作用，将产生交叉调制失真。,现象：不仅可听到有用信号，同时也听到干扰信号。当接收机对有用信号失谐时，干扰信号也随之消失。如同干扰台调制信号调制在有用信号频率上，故称交叉调制干扰。,原因：混频器件非线性的高次方项引起的，且与干扰信号电压振幅的平方成正比。,设混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为,i=f(v)=a0+a1v+
48、a2v2+a3v3+a4v4+,其中,v=vL+vS+vM=VLmcosLt+Vsmcosct+VMmcosMt,代入上式可知，v 的二次方项(展开式中的 2a1vLvS)、四次方项(展开式中的 4a4 vS+4a4vL+12a4vLvS)及更高偶次方项均会产生中频电流分量。其中 12a4vLvS 产生的中频电流分量振幅为 3a4vLmvSm，其值与 VMm 有关。,表明该电流分量振幅中含有干扰信号的包络变化，这种失真是将干扰信号的包络交叉地转移到输出中频信号上去的一种非线性失真，故称为交叉调制失真。,2互调失真,当混频器输入端同时作用着两个干扰信号 vM1 和 vM2 时，混频器还可能产生互
49、调失真。,令v=vL+vS+vM1+vM2,=VLmcosLt+Vsmcosct+VM1mcosM1t+VM2mcosM2t,则 i 中将包含的组合频率分量,fp,q,r,s=,其中，除了 fL-fc=fI(p=q=1，r=s=0)的有用中频分量外，还可能在着某些特定的 r 和 s 值上存在着,的寄生中频分量，引起混频器输出中频信号失真。这种失真由两个干扰信号互相调制产生的，故称互调失真。,当 VM1m 和 VM2m一定时，r 和 s 值越小，相应产生的寄生中频电流分量振幅就越大，互调失真也就越严重。其中，若两个干扰信号的频率 fM1、fM2 十分靠近有用信号频率，则在 r 和 s 为小值时(
50、r=1，s=2 或 r=2，s=1)的组合频率分量的频率有可能趋近于 fI，即,fL-(2fM1-fM2)fI 或 fL-(2fM2-fM1)fI,亦即2fM1-fM2 fc或2fM2-fM1 fc,因而这种互调失真最严重。由于 r+s=3，故将这种失真称为三阶互调失真，它是由 v 四次方项中的 12a4vL vM2 或 12a4vLvM1 产生的。当VM1m=VM2m=VMm时，它们的幅度均为。,3三阶互调失真截点,三阶互调失真的干扰信号频率十分靠近有用信号频率，混频前滤波器不能有效滤除，与交调失真和其他非线性失真比较，三阶互调失真的危害最严重，往往将允许的最大三阶互调失真作为混频器的重要性
