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1、第8章 复杂控制规律系统设计,8.1 纯滞后补偿控制系统,在工业生产中，大多数过程对象含有较大的纯滞后特性。被控对象的纯滞后时间使系统的稳定性降低，动态性能变坏，如容易引起超调和持续的振荡。对象的纯滞后特性给控制器的设计带来困难。一般来说，这类对象对快速性要求是次要的，而对稳定性、不产生超调的要求是主要的。基于此，人们提出了多种设计方法，比较有代表性的方法有纯滞后补偿控制史密斯(Smith)预估器和大林(Dahlin)算法。,8.1.1 大林(Dahlin)算法,大林算法要求在选择闭环Z传递函数时，采用相当于连续一阶惯性环节的W(z)来代替最少拍多项式。如果对象有纯滞后，则W(z)还应包含有同
2、样的纯滞后环节（即要求闭环控制系统的纯滞后时间等于被控制对象的纯滞后时间）。设计算机控制系统中的连续时间的被控对象G0(s)是带有纯滞后的一阶或二阶惯性环节，即,其中q为纯滞后时间，为简单起见，假定被控对象的纯滞后时间为采样周期的整数倍。即q=NT（N为正整数）；1、2为被控对象的惯性时间常数；k为放大倍数。许多实际工程系统都可以用这两类传递函数近似表示。带有纯滞后的计算机控制系统如图8.1所示。,不论是对一阶惯性对象还是对二阶惯性对象，大林算法的设计目标是要设计一个合适的数字控制器，使闭环传递函数相当于一个纯滞后环节和一个惯性环节的串联，其中纯滞后环节的滞后时间与被控对象的纯滞后时间完全相同
3、，这样就能保证使系统不产生超调，同时保证其稳定性。整个闭环系统的传递函数为其中为整个闭环系统的惯性时间常数。,1数字控制器的基本形式假定系统中采用的保持器为零阶保持器，采用加零阶保持器的Z变换，则与W(s)相对应的整个闭环系统的闭环Z传递函数为由此，可得出大林算法所设计的控制器D(z)为其中,综上所述，针对被控对象的不同的形式，要想得到同样性能的系统，就应采用不同的数字控制器D(z)。(1)被控对象为含有纯滞后的一阶惯性环节则 于是得到数字控制器为,例8.1 如图8.1所示的控制系统，设希望的闭环Z传递函数为采样周期T=0.5s，求数字控制器D(z)。解：根据已知条件可得N=1，1=0.5s，
4、=1s，k=5，则,(2)被控对象为含有纯滞后的二阶惯性环节 其中,于是得到数字控制器为,2振铃现象及其消除方法直接用上述控制算法构成闭环控制系统时，人们发现数字控制器输出U(z)会以1/2采样频率大幅度上下摆动。这种现象称为振铃(Ringing)现象。振铃现象与被控对象的特性、闭环时间常数、采样周期、纯滞后时间的大小等有关。振铃现象中的振荡是衰减的，并且由于被控对象中惯性环节的低通持性，使得这种振荡对系统的输出几乎无任何影响，但是振铃现象却会增加执行机构的磨损。振铃现象还有可能影响到系统的稳定性，所以，在系统设计中，应设法消除振铃现象。,振铃幅度RA的定义为：在单位阶跃信号的作用下，数字控制
5、器D(z)的第0次输出与第1次输出之差值。设数字控制器D(z)可表示为其中 那么，数字控制器D(z)输出幅度的变化完全取决于Q(z)。则在单位阶跃信号作用下的输出为,根据振铃的定义，可得例8.3 设数字控制器，求振铃幅度RA。解：数字控制器在单位阶跃信号作用下的输出为则 RA=u(0)-u(1)=1-0=1,例8.4 设数字控制器，求振铃幅度RA。解：数字控制器在单位阶跃信号作用下的输出为则 RA=u(0)-u(1)=1-0.5=0.5例8.5 设数字控制器，求振铃幅度RA。解：数字控制器在单位阶跃信号作用下的输出为则 RA=u(0)-u(1)=1-0.7=0.3,例8.6 设数字控制器，求振
6、铃幅度RA。解：数字控制器在单位阶跃信号作用下的输出为 则 RA=u(0)-u(1)=1-0.2=0.8由以上几个例子可以看出，产生振铃现象的原因是数字控制器D(z)在z平面上位于z=-1附近有极点。当z=-1时，振铃现象最严重。在单位圆内离z=-1越远，振铃现象越弱。在单位圆内右半面的极点会减弱振铃现象，而在单位圆内右半面的零点会加剧振铃现象。由于振铃现象容易损坏系统的执行机构，因此，应设法消除振铃现象。,大林提出了一个消除振铃的简单可行的方法，就是先找出造成振铃现象的因子，然后令该因子中的z=1。这样就相当于取消了该因子产生振铃的可能性。根据终值定理，这样处理后，不会影响输出的稳态值。下面
7、分析被控对象含纯滞后的一阶或二阶惯性环节振铃的消除方法。(1)被控对象为含有纯滞后的一阶惯性环节其振铃幅度为,若1，则RA0，无振铃现象。若0，有振铃现象。数字控制器D(z)可表示为可能引起振铃现象的因子是 显然，当N=0时，该因子不会引起振铃。当N=1时，则有极点，如果T，则z-1，将有严重的振铃现象，令该因子中z=1。,此时消除振铃后的数字控制器为 当N=2时，则有极点 因此，如果T，则 将有严重的振铃现象，令该因子中z=1。,此时消除振铃后的数字控制器为如果要消除全部可能引起振铃的因子，则消除振铃后的数字控制器为,(2)被控对象为含有纯滞后的二阶惯性环节被控对象为含有纯滞后的二阶惯性环节
8、的大林算法求得的数字控制器为 有极点z=-c2/c1，当T0时，z-1，将有严重的振铃现象。振铃幅度为,当T0时，RA2，令该因子中z=1，此时消除振铃后的数字控制器为 在某种条件下，仍然还可能存在振铃现象，这种可能性取决于因子 如果要消除全部可能引起振铃的因子，则消除振铃后的数字控制器为,3大林算法的模拟化设计设模拟控制系统如图8.2所示。其中被控对象为含纯滞后的一阶或二阶惯性环节。设被控对象的传递函数为 其中q为纯滞后时间,则其闭环传递函数为其模拟控制器为 按大林算法的设计目标，希望闭环传递函数为 当被控对象为含纯滞后的一阶惯性环节时，可得到模拟控制器为,则于是，在零初始条件下，得到微分方
9、程为 为简便起见，设纯滞后时间q为采样周期T的整数倍，即q=NT，N为整数。如果用前向差分来近似微分，采样周期T足够小，则可得到差分方程为,取Z变换为 得到 与前面设计的数字控制器D(z)比较，可以看出，当T时，当T1时，这样就得到模拟控制器D(s)的离散化形式D(z)，也就是说，当采样周期T相对于惯性时间足够小时，可以采用该控制算法。经实践发现，当T0.21且T0.4时，其控制算法就能很好地工作并得到满意的控制性能。,例8.6 已知被控对象的传递函数为要求希望闭环传递函数为 采样周期T=0.1s，用模拟化法求D(z)。解：由已知条件可知，kp=2，N=1，1=0.5s，=0.4s。可以看出，
10、T=0.10.21=0.1且T=0.10.4=0.16。因此，可求出数字控制器D(z)为,4大林算法与PID算法间的关系 在第5章介绍的PID算法中的数字控制器D(z)的形式为 若被控对象为含有纯滞后的一阶惯性环节，则在大林算法中消除振铃后的数字控制器为 通过比较可得,若被控对象为含有纯滞后的二阶惯性环节，则在大林算法中消除振铃后的数字控制器为 通过比较可得,由此可见，如果大林算法数字控制器D(z)中，只保留一个z=1极点，而其余的极点都作为可能引起振铃的极点被取消，就可得到典型的PID控制算法。如果按照不同对象的具体情况，有分析地取消振铃极点，那么大林算法就能够得到比PID算法更好的控制效果
11、。因此，对于被控对象含有较大纯滞后时间的系统，通常不使用PID控制，而采用大林算法。,可以通过大林算法进行PID控制器参数的整定。利用当x0时，ex1+x的关系，则当采样周期T足够小时，有,用大林算法来整定PI或PID控制器的参数时，如果含纯滞后时间的被控对象的传递函数已知，即已知k，1，2，q，就可以直接计算TI，TD，不再变动（由于与无关），只要对和KP进行调试和选择即可。,8.1.2 史密斯(Smith)预估算法,1史密斯补偿原理设一个如图8.3所示的控制系统。图中被控对象的传递函数为,其中为纯滞后时间，G0(s)是被控对象传递函数中不包含纯滞后时间部分的传递函数，D(s)为串联控制器的
12、传递函数。系统的闭环传递函数为 由于在W(s)分母中包含纯滞后环节，它降低了系统的稳定性。如果足够大的话，系统将是不稳定的。因此，这种串联控制器D(s)是很难使系统得到满意的控制性能，这就是含大纯滞后过程难以控制的本质。,为了改善这类含大纯滞后对象的控制质量，引入一个与被控对象并联的补偿器，该补偿器被称为史密斯预估器DB(s)，带有史密斯预估器的系统如图8.4所示。由图可知，经补偿后控制量U(s)与反馈量Y1(s)之间的传递函数为,如果要用补偿器DB(s)完全补偿被控对象的纯滞后时间的影响，则应满足于是得到补偿器DB(s)为,这样，引入补偿器后，系统中等效对象的传递函数就不含纯滞后环节，相应的
13、闭环控制系统如图8.5所示。,实际上补偿器(或Smith预估器)并不是并联在被控对象上的，而是反向并在控制器D(s)上的，因而实际的大纯滞后补偿控制系统如图8.6所示。,图中虚线框为补偿器DB(s)，它与D(s)共同构成带纯滞后补偿的控制器，则对应的传递函数DC(s)为于是大纯滞后补偿控制系统的闭环传递函数为 相应的等效方框图如图8.7所示。,由图中可以看出，经过补偿后，已经消除了大纯滞后特性对系统性能的不利影响，因为大纯滞后环节已经在闭环控制回路之外，因而不会影响闭环系统的稳定性。由拉氏变换的位移定理可知，大纯滞后特性只是将y0(t)的时间坐标推移了一个时间而得到的y(t)，其形状是完全相同
14、的，如图8.8所示。,2纯滞后补偿的计算机实现对被控对象纯滞后比较显著的数字控制系统、采用数字史密斯预估器进行补偿，是一种既简单又经济的方法。采用计算机实现的系统如图8.9所示。,对应的补偿器如图8.10所示。(1)被控对象为含纯滞后的一阶惯性环节设被控对象的传递函数为 其中k为增益系数，1为惯性时间常数，NT为纯滞后时间，N为整数。,对应的纯滞后补偿器DB(z)为式中上式可表示成,令 则可得到纯滞后补偿器的控制算法为,(2)被控对象为含纯滞后的二阶惯性环节设被控对象的传递函数为其中k为增益系数，1、2为惯性时间常数，NT为纯滞后时间，N为整数。则对应的纯滞后补偿器DB(z)为,式中上式可表示
15、成 令,则可得到纯滞后补偿器的控制算法为(3)被控对象为含纯滞后的一阶惯性环节与积分环节设被控对象的传递函数为其中k为增益系数，1为惯性时间常数，NT为纯滞后时间，N为整数。则对应的纯滞后补偿器DB(z)为,则对应的纯滞后补偿器DB(z)为式中上式可表示成,令 则可得到纯滞后补偿器的控制算法为,8.1.3 纯滞后信号的产生,由前面的分析可知，纯滞后补偿器的差分方程都存在p(k-N)项，也即存在纯滞后信号，因此，纯滞后信号的产生对纯滞后补偿器是非常重要的，也是首先要解决的首要问题。纯滞后信号可以由存储单元产生，也可以用近似方法产生。,1存储单元法为了产生纯滞后信号，需要在内存中开设N+1个存储单
16、元来存储p(k)的历史数据，其中N/T，所以N应取大于且接近/T的整数，为纯滞后时间，T为采样周期。存储单元的结构如图8.11所示。,在存储单元M0，M1，MN-1，MN中分别存放数据p(k)，p(k-1)，p(k-N+1)，p(k-N)。在每次采样读入之前，首先把各个存储单元原来的数据依次移入下一个存储单元。例如，把MN-1单元的数据p(k-N+1)移入MN单元中，成为下一个采样周期内的数据p(k-N)，把M0单元的数据移入M1单元中，成为下一个采样周期内的数据p(k-1)，最后把当前的采样值p(k)存入单元M0。这样，每次在MN单元中的输出数据p(k)就是信号滞后N拍的数据p(k-N)。存
17、储单元法的优点是精度高，只要选用适当的存储单元的字长，便可获得足够高的精度，但是，存储单元法需要占用一定的内存容量，而且N越大，占用的内存容量就越大。,2二项式近似法 对于纯滞后特性可以用n阶的二项式近似，表示为 取n=2，则纯滞后补偿器的Z传递函数为,3多项式近似法 对于纯滞后特性可以用多项式近似，表示为 取一阶近似 取二阶近似 二阶多项式纯滞后补偿器的Z传递函数为,8.2 串级控制,对于某些复杂的控制对象，如果只用一个控制回路难以使系统的性能满足要求，在这种情况下，常采用多个控制回路，这就是串级控制。串级控制是在单参数、单回路PID调节的基础上发展起来的一种控制方式，它可以较简易地解决几个
18、因素影响同一个被控变量的相关问题。在串级控制系统中，有主回路、副回路之分。主回路一般仅一个，而副回路可以是一个或多个。主回路的输出作为副回路设定值修正的依据，副回路的输出作为真正的控制量作用于对象。,一个燃气加热炉的炉温自动控制系统，如图8.14所示。,典型的串级控制系统框图如图8.15所示。G1(s)与D1(s)组成系统的主回路，G2(s)与D2(s)组成副回路。,通常控制器D1(s)采用PID控制；D2(s)采用纯比例控制或PI控制，较少采用PID控制。对副回路还常采用微分先行PID控制。在用计算机实现模拟主控制器D1(s)和副回路控制器D2(s)时，可以采用第5章介绍的离散化方法将D1(
19、s)和 D2(s)进行离散化。由图可知，主回路控制器的输出是副回路的给定值，在一般情况下，串级控制系统的算法是从外面的回路向内依次进行计算，其计算步骤如下：1计算主回路的偏差式中r(k)主回路的设定值。y(k)主回路的被控参数(例中为温度)；,2计算主回路控制算式的增量输出r1(k)式中KP主回路比例系数 KI主回路积分系数 KD主回路微分系数3计算主回路控制算式的位置输出r1(k)4计算副回路的偏差e1(k),5计算副回路控制算式的增量输出u1(k)式中u1(k)为作用于阀门的控制增量。KP副回路比例系数KI副回路积分系数KD副回路微分系数6计算副回路控制算式的位置输出u1(k),在上述步骤
20、3，计算主控制器的位置输出（即副回路的设定）时，也可采用下列改进的算法。即式中，与都是根据具体对象确定的系数。总是选择小于1，它们在控制过程中可随时按要求加以更换。引入这两个系数的目的是使副回路设定值的变化不要过于激烈即当主回路输出过大时，引入以抑制系统的变化幅度、防止因激励过大而使系统工作不正常。对于主、副对象惯性较大的系统，还可以在副回路中采用微分先行的算法，即在副被控参数采样输入后，先进行不完全微分运算，然后再引至副回路的输入端。,图8.16表示副回路微分先行的串级控制系统结构方框图。,目前，串级副控调节器也有按照希望的闭环Z传递函数来设计，设副回路如图8.17所示。副回路中广义对象的Z
21、传递函数为,则对应闭环Z传递函数为 可得到副回路数字控制器为若副回路系统的闭环Z传递函数W1(z)是根据系统的性能指标要求确定的，那么相应的副回路数字控制器D2(z)也就确定了。因此，必须根据被控对象的特性，合理地选择副回路系统的闭环Z传递函数W1(z)。,根据实践经验可选择 式中n为G2(z)的分母最高阶数。因此，副回路是一个最少拍控制系统系统。应当指出，通常主回路与副回路的采样周期是不同的，它们之间要相差三倍以上，以免主副回路之间相互干扰和共振。如果G2(s)中含有纯滞后环节，则n中还应该考虑纯滞后时间。,例8.8 对于图8.17副控制回路，设，试确定副回路数字控制器D2(z)。解：副回路
22、中广义对象的Z传递函数为 可选闭环Z传递函数为 则可得副回路数字控制器D2(z)为,8.3 前馈控制,所谓前馈控制，实质上是一种直接按照扰动量而不是按偏差进行校正的控制方式，即当影响被控参数的干扰一出现，控制器就直接根据所测得扰动的大小和方向按一定规律去控制，以抵消该扰动量对被控参数的影响。在控制算式及参数选择恰当时，可以使被控参数不会因干扰作用而产生偏差，所以它比反馈控制要及时得多。,8.3.1 基本原理及控制算法,图8.18所示为一个热交换器，加热蒸汽通过热交换器与排管内的被加热液料进行热交换，要求使液料出口温度T维持某一定值。,在前馈控制系统中，为了便于分析，扰动f(t)的作用通道可以看
23、作有两条，一条是扰动通道，扰动作用F(s)通过对象的扰动通道Gf(s)引起出料温度的变化Y1(s)；另一条是控制通道，扰动作用F(s)通过前馈控制器Df(s)和对象控制通道G(s)引起出料温度的变化Y2(s)。前馈控制部分的方框图如图8.19所示。,假设扰动变量F(s)及控制变量U(s)对被控变量Yf(s)的作用可以线性叠加(一般工业对象可以认为符合这一假设)，获得系统对扰动F(s)完全补偿的前馈算式Df(s)，可由下列方程求得：显然，完全补偿的条件是：当F(s)0时，Yf(s)=0即前馈控制补偿器的传递函数应为：,这就是理想的前馈控制算式，它是扰动通道和控制通道的传递函数之比，式中负号表示控
24、制作用方向与干扰作用方向相反。在应用前馈控制时，关键是必须了解对象各个通道的动态特性。通常它们需要用高阶微分方程或差分方程来描述，处理起来较复杂。目前工程上结合其它措施大都采用一个具有纯滞后的一阶或二阶惯性环节来近似描述被控对象各个通道的动态持性。实践证明，这种近似处理的方法是可行的。,8.4 解耦控制,在早期的过程控制中，着重于单回路、单变量的调节，变量间的相互关联问题考虑得少。随着炼油、化工、轧钢等生产过程的迅速发展，对过程控制的要求越来越高，在一个生产设备中往往需要设置若干个控制回路来稳定各个被控变量。在不少情况下，几个控制回路之间可能存在着相互关联，相互耦合因而构成了多输入、多输出的相
25、关控制系统，由于这种耦合，会使得系统的性能很差，过程长久不能稳定。,例如图8.22所示的某锅炉液位和蒸汽压力控制系统存在着耦合关系。锅炉控制系统中，液位系统的液位是被控量，给水量是控制变量；蒸汽压力系统的蒸汽压力是被控量，燃料是控制变量。这两个系统之间存在着耦合关系，例如，当蒸汽负荷增加时，会使液位下降，压力下降，进而造成给水量增加，燃料量增加；而当蒸汽负荷减少时，会使液位升高，压力增加，进而造成燃料量减少，给水量减少。,图8.23所示为两输入两输出的相互耦合系统，从图中可以看出U1(s)不仅对Y1(s)有影响，而且对Y2(s)也有影响，同样，U2(s)不仅对Y2(s)有影响，而且对Y1(s)
26、也有影响，因此，必须消除这种耦合给系统带来的影响。,8.4.1 解耦控制原理,由图8.23可知，耦合系统之间的相互影响，是由于控制对象G(s)中的G12(s)和G21(s)不为零所产生的，为了消除耦合的影响，需要引入一个解耦控制器F(s)，如图8.24所示。,解耦控制器F(s)由F11(s)、F12(s)、F21(s)和F22(s)组成。解耦控制器的作用，就是要通过F21(s)使得串联控制器D1(s)的输出U1(s)只控制Y1(s)，而不影响Y2(s)，同样，通过F12(s)使得串联控制器D2(s)的输出U2(s)只控制Y2(s)，而不影响Y1(s)。经过解耦以后，构成两个相互独立的无耦合影响
27、的系统，解耦后的等效图如图8.25所示。,一般情况下，对于多变量的解耦控制系统，可以表示为如图8.26所示的系统。其中R(s)n维输入向量；Y(s)n维输出向量；E(s)=R(s)-Y(s)n维误差向量；D(s)nn维串联控制器传递函数矩阵G(s)被控对象的nn维传递函数矩阵F(s)解耦控制器的nn维传递函数矩阵,设系统的开环传递函数矩阵为Gc(s)（nn维），闭环传递函数矩阵为W(s)（nn维），则有 对于多输入多输出系统，要求各个控制回路相互独立无耦合作用，则要求系统闭环传递函数为对角阵，即,由于闭环传递函数W(s)为对角阵，因此要求系统开环传递函数Gc(s)也为对角阵。又因为控制器D(s
28、)也为对角阵，所以，需要求F(s)G(s)为对角阵。设计要求是根据被控制对象的传递函数G(s)，设计一个解耦控制器F(s)使得F(s)G(s)也为对角阵。,8.4.2 解耦控制器设计,现在以两个输入两个输出耦合系统为例，说明解耦控制器的设计方法。1对角阵法根据解耦要求，即F(s)G(s)为对角阵，则有,则有,2单位阵法设F(s)G(s)=I，则有3补偿法应用补偿原理，引入解耦补偿器F1(s)、F2(s)消除U1(s)对Y2(s)以及U2(s)对Y1(s)的相互影响，如图8.27所示。,由上式可见，要消除U1(s)对Y2(s)以及U2(s)对Y1(s)的相互影响，则要求于是得到解耦补偿器为 以上三种方法所求得的解耦控制器是模拟控制器，要用计算机实现时，可用离散化方法将其离散化即可。,THANK YOU VERY MUCH！,本章到此结束，谢谢您的光临！,返回本章首页,结束放映,
