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1、第4章 振幅调制、解调与混频电路,概 述振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等电路是通信系统的基本组成电路。这些电路都属于频率（或频谱）变换电路。特点：他们的共同特点是将输入信号进行频率变换，以获得具有所需频谱的输出信号。分类：,将输入信号的频谱沿频率轴不失真的搬移,将输入信号频谱进行特定的非线性变换,4.1频谱搬移电路的组成模型,振幅调制电路的功能：是在输入调制信号（包含欲传输的信息）u和未经调制的输入高频振荡（即载波）信号uc的共同作用下产生所需的振幅调制信号uo,振幅调制波分类,4.1.1振幅调制波的基本特性及其实现模型,一、普通调制波,1、定义：普通调幅波是高频振荡信号振幅按调制信号规
2、律 线性变化的一种振幅调制波。,2、表达式：假设输入设输入调制信号为单音信号，u=Umcost=Umcos2Ft，输入高频振荡信号为uc=Ucmcosct=Ucmcos2fct并且fcF（一般满足fcF），则在不失真情况下，调幅电路的输出调幅电流为:,ic=Im0(1+Macost)cosct,Im0(1+Macost)是高频振荡电流的振幅，称为调幅波的包络。,Immax=Im0(1+Ma)Immim=Im0(1-Ma),载频,调制频率,一、普通调制波,继续,4、普通调幅波的波形,3、普通调幅波的频谱,载频,6、普通调幅波的矢量合成图（单音调制）,C,Im0,A,B,B,w,O,7、普通调幅波
3、的功率（单音调制）,5、普通调幅波的频谱图及带宽（单音调制）,返回,调幅波的波形,返回,调幅波的频谱图,返回,单音调制时调幅波频谱图,调幅波的功率,平均功率P（高频周期内，单位电阻）,继续,PSB在Pav 中的比重,平均功率Pav（调制信号周期内，单位电阻）,PSB在Pav 中的比重,返回,一、普通调制波,8.复杂信号调制时的调幅波的频谱,当调制信号u为非余弦周期信号时，其傅立叶级数展开式为：,继续,复杂信号调制时的调幅波的频谱,返回,频带宽度：BW=2Fmax,一、普通调制波,9.调幅电路实现模型,返回,二、双边带和单边带,1、双边带调幅波,返回,表达式：,波形和频谱：,频带宽度：BW=2F
4、max,实现模型：,双边带调幅波的波形和频谱,返回,二、双边带和单边带,2、单边带调幅波,返回,表达式：,以上边带为例：,a(t)中各个分量均相移90,下边带：,单边带调幅波的频谱,返回,二、双边带和单边带,Im0a(t)coswct的频谱,Im0(t)sinwct的频谱,Im0a(t)coswct+Im0(t)sinwct的频谱,Im0a(t)coswct-Im0(t)sinwct的频谱,二、双边带和单边带,实现模型：,返回,移相法,滤波法,二、双边带和单边带,实现模型：,返回,滤波法,带通滤波器的频率特性,4.1.2 振幅解调电路和混频电路的实现模型,一、振幅解调电路 振幅调制波的解调，简
5、称检波，其作用是从振幅调制波中不失真地检出调制信号来，它是调制的逆过程。检波器的输入信号和输出信号的波形关系,返回,2 实现模型,参考信号为：,假设：输入的双边带信号为：,1.解调原理（同步检波）,通过乘法器后，输出电流为：,通过低通滤波器后，输出正比a(t)信号,4.1.2振幅解调电路和混频电路的实现模型,返回,一、振幅解调电路实现模型,返回,w,wc,w,wc,2wc,O,Wmax,us的频谱,低通滤波器特性,i的频谱,返回,同步检波同样能实现普通调幅波和单边带调制信号的解调。,一、振幅解调电路实现模型,对同步检波的要求：参考信号必须与输入信号严格同频、同相。,假设：,解调双边带信号时，乘
6、法器输出电流为：,滤波后输出的有用分量为：,输出电流按cos(t+)变化,同步检波器的优点：能解调任意的调幅波,同步检波器的缺点：产生同频同相的参考信号困难，实现电路复杂。,返回,对普通调幅波，可采用后面讲述的,包络检波器。,一、振幅解调电路实现模型,二、混频电路实现模型,混频电路是外差式接收机的重要组成部分,作用：将载频为fc的已调信号us不失真地变换为载频为fI的已调信号uI。,其中：,上变频,下变频,二、混频电路实现模型,返回,O,作业,P238 4-1P238 4-2,4.2 相乘器电路,在频谱搬移电路中必须包含乘法器；实际乘法器是利用非线性器件的相乘作用实现的；乘法器输出含有无用的信
7、号分量，必须接滤波器。,4.2.1 非线性器件在频谱搬移电路中的作用,一、非线性器件的相乘作用,假设非线性器件的伏安特性为:,当u=UQ+u1+u2时，在UQ附近:,其中：,相乘项为：2a2u1u2，其它项均为无用项。,工作点,输入电压,一、非线性器件的相乘作用,可以证明，电流i中包含的频率分量的通式为：,其它组合频率分量为无用分量，其产生规律为：,(p+q)为偶数的组合分量是由级数中n大于或等于（p+q）的偶次方项产生的；(p+q)为奇数的组合分量是由级数中n大于或等于（p+q）的奇次方项产生的；,有用的频率分量为：,假设：,一、非线性器件的相乘作用,减少无用相乘项及其组合频率分量的数目和幅
8、度的方法,2、从电路考虑。例如采用多个非线性器件平衡电路抵消部分无用组合频率分量，采用补偿或负反馈电路实现接近理想乘法运算。（后面讲）,1、从器件特性考虑。比如选用具有平方律特性的场效应管，选择合适的静态工作点使器件工作在接近平方律的区段。（后面讲）,3、从输入电压大小考虑。例如减小输入电压(u1或u2)的幅度，可有效地减小高阶相乘项及其产生的组合频率分量的幅度。,二、线性时变工作状态,二、线性时变工作状态,当u2幅度足够小时，可忽略2次以上各次方项：,时变增量电导,u2与i线性,时变静态电流,i与v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但是它们的系数是时变的，因此将这种器件的工作状态称为线性
9、时变。,二、线性时变工作状态,晶体三极管作为线性时变器件,I0(t)和g(t)都是u1的函数，必然是1的周期函数，因此可用付氏级数展开：,且：U1m U2m 则：,假设：,VBB(t)=VBB+u1为等效基极偏压，此时,二、线性时变工作状态,产生的组合频率为：,去除了p1，q为任意值的众多组合频率分量,例1 晶体二极管指数函数逼近时的时变参量,则,静态工作点电流,归一化参考信号振幅,静态工作点上的增量电导,第一类修正贝塞尔函数,式中,时变参数,例2 晶体二极管开关函数逼近时的时变参量,当u1足够大时，若UQ=0，晶体二极管特性可用开关函数逼近：（如图所示）,频率分量为：直流、2nw1和(2n-
10、1)w1w2,I0(t)和g(t)及K1(wt)的波形,返回,等效电路,晶体二极管开关工作时的等效电路,返回,例3 差分对管双曲函数逼近时的时变参量,设恒流源I0受u2控制，且为线性：,差分对管双曲函数逼近时输出的差值电流为：,例3 差分对管双曲函数逼近时的时变参量,电流i中的频率分量为：(2n-1)w1和(2n-1)w1w2,付氏级数展开,付氏级数系数,当x1很大时(x1 10),返回,与K1（w1t）区别：无直流分量，谐波分量幅度增加一倍。,双向开关函数,波形图,K2（w1t）波形图,例3 差分对管双曲函数逼近时的时变参量,当x1很大时,返回,结 论,非线性器件工作在线性时变状态能构成频谱
11、搬移电路。,应用举例1,应用举例2,1、振幅调制器,u1=uc，w1=wc，u2=uW，w2=W，并且，wc W。,带通滤波器特性,线性时变器件输出电流的频谱：,2、混 频 器,u1=uL，w1=wL，u2=us，w2=wc，并且，wI=wL-wc,带通滤波器特性,线性时变器件输出电流的频谱：,4.2.2 模拟集成乘法器,一、模拟乘法器的基本概念与特性,二、双差分对模拟相乘器基本原理,1、电路,2、静态分析u1=u2=0时IC5=IC6=I0/2IC1=IC2=IC3=IC4=I0/4I13=IC1+IC3=I0/2I24=IC2+IC4=I0/2,二、双差分对模拟相乘器基本原理,3、动态分析
12、,相乘器的输出电压uo为：,uo=(VCCi24 RC)(VCCi 13RC)=(i13 i24)RC,相乘器输出差值电流 i：,三极管工作于放大区时：,i=i13 i24=(iC1+iC3)(iC2+iC4),=(iC1 iC2)(iC4 iC3),相乘器的输出电压uo为：,uo=(i13 i24)RC,(1)小信号工作状态,为理想相乘,(2)线性时变工作状态,u1为任意值,当 u1=U1mcos 1t,为时间的函数，可用傅里叶级数展开为1奇次谐波分量之和。进一步抵消去q1、p为偶数的众多组合频率分量。,4、三种常用工作状态下的输出电流,（3）开关状态,u1=U1mcos 1t,且U1m 2
13、60mV时：,输出中只含2与1奇次谐波分量的组合频率分量。,上述三种工作状态均要求u2为小信号。实际应用中可采用负反馈技术扩展u2动态范围。,扩大u2的动态范围：,在V5和V6的发射极上接入负反馈电阻RE2，滑动触点位于中间，则：,证明：,VEE,Vcc,RK,IK,V7,V8,i7,i8,i5,i6,i10,i9,V9,V10,扩大u1的输入动态范围的补偿电路如图所示：,电流电压变换,双差分对管的输出电流为：,输出差值电压为：,i9-i10u1/(RE1I0),限制条件：,三、MC1496/1596 集成模拟相乘器,1.电路组成,三、MC1496/1596 集成模拟相乘器,与双差分对模拟相乘
14、器原理电路比较。,1.电路组成,三、MC1496/1596 集成模拟相乘器,虚线框内为MC1496/1596 内部电路,1.电路组成,虚线框内为MC1496/1596 内部电路,1.电路组成,三、MC1496/1596 集成模拟相乘器,虚线框内为MC1496/1596 内部电路,1.电路组成,2.电路分析,若 RY V5、V6管的re,则,iC5 iC6 iE5 iE6=2u2/RY,三、MC1496/1596 集成模拟相乘器,虚线框内为MC1496/1596 内部电路,1.电路组成,2.电路分析,3.应用注意,(1)u2动态范围为,(2)V1V6管的基极均需外加偏置电压。,三、MC1496/
15、1596 集成模拟相乘器,四、MC1595集成模拟相乘器,它在MC1496基础上增加了与uY动态范围扩展电路类似的uX动态范围扩展电路，成为四象限相乘器。,设定1 脚电位，以保证各管工作于放大区。,总结,非线性器件具有频率变换作用，其频率变换特性与器件的工作状态有关。两个输入信号之一足够小时，非线性器件工作在线性时变状态；另一信号足够大时，非线性器件工作在开关状态，可减少无用频率分量，适于频谱搬移电路。,2.相乘器是频谱搬移电路的重要组成部分,目前广泛采用环形二极管相乘器和双差分集成模拟乘法器，它们利用电路的对称性进一步减少无用频率分量而获得理想的相乘结果。,4.3 混频电路,三极管混频电路,
16、双差分对模拟乘法器混频电路,二极管双平衡混频电路,常用混频电路：,混频器的主要技术指标,1.混频增益,混频电压增益,混频功率增益,输出中频信号电压振幅,输入高频信号电压振幅,输出中频信号功率,输入高频信号功率,或:,4.3 混频电路主要技术指标,当输入信号较小时，混频增益为定值，输出中频功率随输入信号功率线性地增大，以后由于非线性，输出中频功率的增大将趋于缓慢，直到比线性增长低于1dB时所对应的输出中频功率电平，称为：1dB压缩电平,2.噪声系数：,3.1dB压缩电平,4.3 混频电路主要技术指标,5.隔离度：,4.失真与干扰,失真：混频器输出的中频信号的频谱结构与输入高频信号的频谱结构相比较
17、发生变化。,干扰：混频器输出的中频信号的频谱结构产生新的频率分量。主要有：组合频率干扰、交叉调制干扰、互相调制干扰等,4.3 混频电路,1.晶体管混频器工作原理,4.3.1 三极管混频电路 三极管混频器主要包括晶体管混频器和场效应管混频器。在收音机、电视机及米波雷达接收机等接收设备中均有广泛应用。,fI,输入信号电压,本振电压,基极偏压,集电极偏压,LC为输出中频调谐回路，调谐在中频I(=L-c)上。本振信号电压uL和输入信号电压us都从基极输入，和偏压VBB0迭加后加至三极管的发射结上，利用其伏安特性的非线性来实现变频，再利用三极管的放大特性对变频所得的中频电流进行放大，通过接在集电极电路中
18、的中频谐振回路取出中频电压uI，完成变频过程。,返回,us=Usmcosct,fI,UB(t)=VBB0+uL=VBB0+ULmcosLt,当满足ULmUsm时，晶体三极管可近似看成是工作在受本振电压控制的线性时变状态，如图所示。,4.3.1 晶体管混频器,uBE=VBB+uL+us=UBB(t)+us,iB=f1(uBE、uCE)f1(uBE)=f1 UBB(t)+us,iC=f2(uBE、uCE)f2(uBE)=f2 UBB(t)+us,fI,iB、iC中的增量电流为：,gi(t)=gi0+2 gi1coswLt+2 gi2cos2wLt+,gf(t)=gf0+2 gf1coswLt+2
19、gf2cos2wLt+,因为：UBB(t)中含有本振电压uL，所以，gi(t)和gf(t)必定是按本振角频率作周期变化的时变增量参数，其付氏级数为：,4.3.1 晶体管混频器,fI,输出端的有用分量为：,混频输入电导,混频跨导,据此，可画出三极管用作混频时的小信号等效电路：,4.3.1 晶体管混频器,gf(t)的图解分析,1、在满足线性时变条件下，三极管混频电路可用类似放大工作时的小信号等效电路进行分析。,2、混频跨导gfc的值等于时变正向传输电导gf(t)中角频率为wL的基波分量的一半。,gfc随ULm变化的特性,结论：,4.3.1 晶体管混频器,4.3.1 晶体管混频器,4.3.1 晶体管
20、混频器,4.3.1 晶体管混频器,4.3.2 场效应管混频器,1、组成,高频信号电压us经输入回路L2、C1加至混频管栅极，本振电压uL经耦合电容C4加至混频管源极，混频后的中频信号电压uI从混频管漏极负载调谐回路次级输出。L4、C3组成的负载回路调谐在中频角频率I上。R1、C2组成自给偏压电路；R2、C5为去耦电路；L3为高频扼流圈。,2、工作原理,场效应管的转移特性iDuGS具有较理想的平方律关系，即,式中，IDSS为场效应管漏极饱和电流；Up为夹断电压。管子选定后，IDSS、Up均为常数，iD中只包含uGS的一次项和二次项。,栅源电压uGS包括直流偏压UGSQ和两个输入交流电压us、uL
21、，即,uGS=UGSQ+uL+us=UGSQ+ULmcosLt+Usmcosct,此处，设本振uL=ULmcosLt，输入信号电压us=Usmcosct。,4.3.2 场效应管混频器,混频跨导：,对于具体的场效应管，IDSS和Up是确定的，因此要提高变频跨导gfc的值，可适当提高本振电压的振幅，但应注意本振电压幅度也不能过高，以免栅源电压uGS超过场效应管正常工作允许的范围。,iD中的中频电流分量为,式中：,主要优点：电路谐波分量少，干扰少。,4.3.2 场效应管混频器,4.3.3 二极管混频器,返回,二极管混频器可分为：平衡混频器和环型混频器，就具有噪声系数小、组合频率分量少、工作频带宽、电
22、路结构简单等优点，采用肖特基表面势垒二极管，工作频率可到微波频段。其主要缺点是混频增益小于1。,1、二极管平衡混频器,当本振电压uL足够大时，晶体二极管V1、V2工作在受uL控制的开关状态，因此，可利用开关函数来分析电路混频原理。,输出回路的中频等效电阻为2RL，晶体二极管V1、V2两端所加电压分别为：,通过二极管V1和V2的电流为：,4.3.3 二极管混频器,输出回路的中频等效电阻为2RL，晶体二极管V1、V2两端所加电压分别为：,流过负载的中频电流为：,流过输入和输出回路的电流为：,4.3.3 二极管混频器,2、二极管双平衡混频器,二极管V1和V2组成的平衡混频器电流为,V3和V4组成的平
23、衡混频器电流为,通过输出中频回路的电流为,负载中频电流为:,4.3.3 二极管混频器,3、性能指标,1)输入阻抗Ri,通过输入回路的电流为,所以:,4.3.3 二极管混频器,3、性能指标,2)混频电压增益Auc,输出中频电压为：,3)混频损耗L,输入最大功率,输出的中频功率,4.3.3 二极管混频器,混频损耗,思 考 题,利用二极管平衡电路和双二极管平衡电路能否实现调幅？使用模拟乘法器电路如何实现混频？,4.4 混频器中的组合频率干扰和非线性失真,4.4.1 组合频率干扰,组合频率干扰是混频器所特有的一种非线性现象，它分为干扰哨声和寄生通道干扰两类。,1.干扰哨声,当信号电压和本振电压同时作用
24、到混频器时，在其输出电流中将包含有许多谐波和组合频率，这些频率分量的通式为,fp,q=pfLqfc,有用分量：fI=f1,1=fL-fc 其它为无用分量。当对于某一对p和q值 fp,q=pfLqfc=fI F,这个分量能够通过中频通道，由检波器检出差拍信号形成哨叫声。,4.4.1 组合频率干扰 干扰哨声,分解 fp,q=pfLqfc=fI F,qfc-pfL=fI F,-qfc-pfL=fI F,合并两式：,只有p和q值较小信号才能形成明显的干扰。最强的干扰是p=0，q=1，即fc=fI,称为中频干扰。,pfL-qfc=fI F,pfL+qfc=fI F,令：fL-fc=fI,例题：接收931
25、kHz的电台信号时，便会听到1kHz的哨声干扰。因为正常的变频过程得到中频信号为465kHz，即fL-931=465(kHz)，所以fL=931+465=1396(kHz)。同时，信号的二次谐波与本振的基波可产生组合频率干扰信号2fc-fL=2931-1396=466(kHz)，它与有用的中频信号均能通过中频放大，送到检波器实现检波，在其输出端产生F=466-465=1(kHz)的音频差拍电压，使收音机产生哨声。,4.4.1 组合频率干扰 干扰哨声,当接收信号频率为fc时，若：令：fL-fc=fI，则产生寄生通道干扰的频率fM的关系式为：,合并两式：,pfL-qfM=fI，qfM-pfL=fI
26、,注意：fM对称分布在pfL/q的左右，且只有p和q值较小信号才能形成较强的寄生通道干扰。最强的两个频率是：,1）中频干扰（p=0，q=1）fM=fI,2）镜象干扰（p=1，q=1）fM=fK=fL+fI=fc+2fI,措施：1、在混频器之前抑制干扰 2、采用高中频。,4.4.1 组合频率干扰寄生通道干扰,1、包络失真和强信号阻塞,假设非线性的混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为 i=f(u)=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+,令u=uL+us=ULmcosLt+Usmcosct，并代入上式，用三角函数关系将其展开可知，u的偶次方项（只考虑二次和四次方项）均含有中频分量，其值为:
27、,包络失真,Usm越大，包络失真就越严重。当Usm过大时，可能使混频管工作进入饱和区或截止区，使输出中频信号振幅几乎不随输入调幅信号的包络规律变化，对调幅收音机，此时将收听不到有用信号的声音，这种现象为强信号阻塞。,4.4.2 非线性失真,2、交叉调制失真（交调失真）,如果接收机的选择性不够好，使干扰信号与有用信号一起加到混频器的输入端，若这两个信号都是受音频调制，则通过混频器的非线性作用，就会产生交叉调制失真。其表现为：当收听有用信号的声音（接收机对有用信号频率调谐）时，干扰电台的声音也能清楚地听到，若有用信号声音减弱（接收机对有用信号频率失谐），干扰电台调制信号的声音也减弱，并随着有用信号
28、的声音消失而消失。说明了干扰电台的调制电压交叉转移在有用信号的载波上，故称为交叉调制失真。,4.4.2 非线性失真,若令干扰信号uM=UMmcosMt，此时混频器输入电压u=uL+us+uM=ULmcosLt+Usmcosct+UMmcosMt，混频器输出的有用中频电流中包含了u的二次方项（2a2uLus）四次方项（4a4uL3us+4a4uLus3+12a4uLusuM2）及更高偶次方项的产物，其中12a4uLusuM2产生的中频电流分量振幅为3a4ULmUsmUMm2，即交叉调制项，与UMm有关，当干扰信号uM为调幅波时，中频电流振幅将随uM包络的变化而变化，即干扰信号的包络已交叉调制到中
29、频载波上。如果有用信号消失，即Usm=0，则该项值为零，说明交叉干扰与有用信号并存，它通过有用信号而起作用；交调干扰与干扰电压振幅有关，与干扰信号的频率无关。任何频率的强干扰都有可能形成交调失真，只是M与c相差越大，受前端电路的抑制越大，其干扰幅度越小，形成的交调干扰越弱。,4.4.2 非线性失真,3、互相调制失真（互调失真）,若有两个（或多个）干扰信号同时作用到混频器的输入端，经混频器的非线性作用，产生近似于中频的组合频率分量引起混频器输出中频信号失真，称这种失真的互调失真。若混频器输入电压为：u=uL+us+uM1+uM2=ULmcosLt+Usmcosct+UM1mcosM1t+UM2m
30、cosM2t，混频器输出的电流中包含的频率分量为：fp,q,r,s=|pfL qfc rfM1 sfM2|,有用的分量：fL-fc=fI,(p=q=1,r=s=0),影响较严重的分量：|fL rfM1 sfM2|=fI,影响最严重的分量：fL-（2fM1-fM2）=fI 和 fL-（2fM2-fM1）=fI,即：2fM1-fM2=fc 和 2fM2-fM1=fc,4.4.2 非线性失真,影响最严重的分量的两个互调失真干扰信号的共同点是：r+s=3故，称为三阶互调失真，它是由伏安特性的四次方项产生的。,例如，接收机的中频频率为465kHz，现把接收机调整到接收1300kHz信号的状态，对应的本振
31、频率fL=1300+465=1765kHz，若前级输入回路选频特性不好，有频率分别为1000kHz和700kHz的干扰信号也同时加到混频器的输入端，经混频特性的四次方项，会获得如下组合频率为 1765-(21000-700)=1765-1300=465(kHz)此即为两干扰信号引起的寄生中频分量，它叠加在有用信号的中频成分上，引起了输出中频信号的失真。,4.4.2 非线性失真,4.4.3 减小干扰与失真的措施,一是减小加到混频器输入端信号的幅度,二是减小混频器的无用非线性项,提高接收机天线回路及高频放大器的滤波性能，有效地减小各种干扰,合理选取中频频率，将中频频率选在接收频段以外，可以避免最强
32、的干扰哨声,合理选择混频管的工作点，使其尽量工作在器件特性的二次方区域，以减小非线性特性的高次项的影响,采用模拟乘法器组成混频电路，并使其尽量工作在理想相乘状态，或者采用平衡混频电路。,输出泄漏载波分量低于边带分量的分贝数（20dB）,4.5 振幅调制与解调电路,4.5.1 振幅调制电路,分类,高电平调幅电路,低电平调幅电路,调制线性好，载波抑制能力强。,用载漏表示,常用电路：,双差分对模拟乘法器振幅调制电路,二极管双平衡振幅调制电路,低电平调幅电路用于双边带和单边带的发射机中，要求,一、双差分模拟相乘器调幅电路,载波调零电位器，使载漏最小,1mA,当Ucm 260mV,工作在开关状态,受uc
33、控制的双向开关函数,提供内部V1V4基极偏压,提供V5、V6基极偏压,输出负载,扩大u的线性动态范围,P为奇数,二、二极管双平衡调制电路,L,I,R,u,uC(大),DSB输出,二极管工作在开关状态,调幅电路输出电流:,高电平振幅调制,一、基极调幅,uBE=VBB+U mcos t+U cmcos ct,谐振频率 fc,uc,u,为减少调制失真，放大器工作在欠压状态,效率较低。基极电流小，消耗功率不大，要求调制信号功率也较小,实际电路,uBE,iC,+uc(t),+u(t),uBE=VBB+U mcos t+U cmcos ct,+uo(t),C1,L2,CB,CC,+VCC,二、集电极调幅,
34、Tr1,Tr2,载波信号,调制信号,Tr3,+uc,VBB,+,+uBE,RB,+u(t),iC,VCC+Umcos t,集电极调制特性,为使基波振幅随调制信号成正比，需使放大器工作在过压状，因而效率较高。,4.5.2 振幅检波电路,从高频调幅信号中取出原调制信号的过程称为振幅解调，或振幅检波，简称检波。,检波方式：,包络检波、同步检波,要求：,效率高、失真小、输入电阻高,一、振幅检波电路的指标,当检波器输入信号为普通调幅波时，电压传输系数的定义为,1、电压传输系数（检波效率d）,当检波器输入信号为等幅波时，电压传输系数的定义为：,振幅检波电路的指标,式中，Ucm为检波器输入高频电压振幅，Ic
35、1m检波器输入电流中的基波(指载频c)电流振幅。,2、输入电阻Ri,定义：,3、非线性失真,定义：,式中，UnWm为输出信号中调制信号的n次谐波振幅，UWm为输出信号中调制信号D的振幅。,适用于普通调幅波的检波,包络检波电路,同步检波电路,检波输出电压直接反映高频调幅信号的包络变化规律,适用三种调幅波的检波，但通常用于解调DSB、SSB,ur(t)与载波同频同相的同步信号,二、常用的振幅检波电路,同步检波电路的工作原理,设us(t)=Usmcos(t)cos(ct)，,ur(t)=Urm cos(ct),则uo(t)=AM us(t)ur(t),=AM UsmUrm cos(t)cos 2(c
36、t),设低通滤波器通带增益为1，则:,从频谱关系看振幅解调过程,三、二极管包络检波,1、电路与工作原理,Usm 0.5V，为大信号工作,充电,放电,充电=rDC,放电=RC,rDC,1.对等幅正弦波的检波,当 RC 1/c,Uo Usm,2.对调幅波的检波,us,uo,稳定在平均电压UO上，RC增大UO增大,2、检波效率与输入电阻,（1）检波效率,设:,d 检波效率(检波电压传输系数),直流,解调输出信号,1，一般80%,（2）输入电阻 Ri,Ri=,输入高频电压振幅,二极管电流基波分量振幅,根据输入检波电路的高频功率近似等于检波负载获得功率可得,3、惰性失真与负峰切割失真,（1）惰性失真,R
37、C过大放电慢，C上电压不能跟随输入调幅波幅度下降。,措施：减小RC，使,现象,ma越大，越大，越容易产生惰性失真。,多频调制时，使,原因,（2）负峰切割失真,耦合电容,直流负载=R,交流负载=R/RL=RL R,措施,多频调制时,4、二极管包络检波电路的元件选择,满足非线性失真指标，提供尽可能大的hd、Ri。,（1）检波二极管的选择,（2）R、C的选择,正向导通电阻、结电容要小，导通电压要低。,通常选用点接触型锗二极管。,以保证高频电压有效加到二极管两端,四、乘积型同步检波,原理：,ur(t),us(t),uO(t),uO(t),ur(t)与载波同频同相的同步信号,1.二极管环形相乘器检波,u
38、r(t),us(t),uO(t),至低通滤波器,大信号，使二极管工作在开关状态，可减少检波失真,2.MC1496乘积型同步检波,型低通滤波,小,大,五、叠加型同步检波电路,叠加环节,包络检波电路,1.输入为DSB信号,则,当,合成不失真的普通调幅波,直流分量,低频信号,2.输入为SSB信号,则,其中:,当:Urm Usm,0,为进一步减少失真，可采用平衡同步检波：,保证同步信号与发送端载波同频同相的方法：,DSB：,取出2c，经分频得c,SSB：,的导频信号,经放大就可直接用；或双边采用稳定度高的石英晶振。,使2和偶次谐波分量被抵消,在发送信号的同时，发送一个功率远低于载波,第 4 章 小结,振幅调制电路高电平调幅电路（谐振功率放大器）其低电平调幅电路（双差分对模拟乘法器振幅调制电路）振幅检波电路振幅检波电路的指标三极管包络检波电路二极管包络检波电路二极管小信号平方律检波器 集成电路包络检波器 同步检波器乘积型同步检波电路迭加型同步检波电路,第 4 章 小结,混频电路混频电路主要技术指标晶体管混频器场效应管混频器二极管混频器 混频器中的组合频率干扰和非线性失真组合频率干扰 干扰哨声组合频率干扰寄生通道干扰非线性失真包络失真和强信号阻塞非线性失真交叉调制失真非线性失真互相调制失真减小干扰与失真的措施,
