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1、第四章 振幅调制、解调与混频电路,第四章 振幅调制、解调与混频电路,振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等是通信系统的基本组成电路，它们都属于频率变换电路。,振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等都属于频率变换电路。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，获得具有所需要频谱的输出信号,频率变换电路分为,信号的三种表示法：表达式、波形图、频谱图。,一、调幅波的波形、表达式与频谱,4.1 频谱搬移电路的组成模型,调幅波的数学表达式,调制信号v(t)=V cos t,载波信号vc(t)=Vcmcos ct,若 Ma 1,过调幅失真,vO(t)=Vm0(1+Ma cos t)cos ct,调幅波的频谱
2、,调幅波为,nmax=max/=Fmax/F，max=2Fmax,设调制信号 v(t)为非余弦的周期信号,复音调制,线性频谱搬移,将 v(t)不失真地转移到载波信号振幅上,将 v(t)的频谱不失真地搬移到的 c 两边,调制信号频谱,调幅波频谱,上边带,下边带,BWAM2Fmax,调幅波带宽,P(t)在一个调制波周期内的平均功率,例如：Ma=0.3(一般电台发射信号的平均调制度)P0=0.955 Pav,PSB=0.045 Pav。,结论：普通调幅波，发射效率极低。,解决办法：抑制载波。,Ma 1,上下边带对称，频带宽,边频能量低，大部分为载波能量，效率低,调制及解调电路简单,普通调幅波的特点,
3、二、其它调幅方式,单边带（SSB调幅）,减少带宽,三、调幅电路模型,普通调幅（标准调幅）,双边带调幅,单边带调幅,技术难点：高衰减率的滤波器,相移法,相移法,各种调幅方式的比较,补充：残留边带调幅,四、振幅解调和混频电路的组成,同步检波原理原理,补充：同步检波器中载波的获得,接收端如何获得（恢复）与发射端同步的载波？,从调幅波中取出载波的方法适用于普通调幅、残留边带调幅,普通调幅的同步解调模型,发射端在调幅波中抑制载波的同时，必须发射一个控制信号（同步信号、导频信号），该信号与载波具有特定的频相关系（甚至就是载波本身），用于控制接收端恢复的载波与之保持同步。,五、混频电路,vS(t)=Vsm0
4、+ka v(t)cos ct,vL(t)=VLm cos Lt,小 结,4.2 相乘器电路,4.2.1 非线形器件的相乘作用及其特性,相关数学知识1：泰勒级数（幂级数）,将函数f(x)在x0处展开为幂级数,相关数学知识2：二项式定理,一、非线形器件相乘作用的一般分析,当m1、n2时，对应相乘项2v1v2，产生两个信号频率的和频及差频成份,当m1、n2时，对应众多的高阶相乘项2v1n-mv2m，产生两个信号频率的众多组合频率成份,有用成份,无用的干扰,代入公式并利用三角函数公式可知i包含的频率成分为：,设 v1=V1mcos1t，v2=V2mcos2t,p,q=|p1 q2|，(p，q=0，1，
5、2，),P、q越大，对应的频率成份越小,P1、q1对应的有用频率成份,由幂级数中的平方项产生,幂级数中n次方项产生的组合频率pwqw 满足p+q n，且n与（p+q）具有相同的奇偶性,p,q=|p1 q2|，(p，q=0，1，2，),非线性器件能够实现两个信号相乘，得到“和频”与“差频”信号，但同时也产生大量的组合频率干扰,若组合频率与有用的频率相差不大，甚至相等，即使采用滤波的办法也不能消除干扰,如何减少无用的组合频率分量？,小 结,减少组合频率的措施,一、线性时变状态,i=f(VQ+v1+v2)在(VQ+v1)点上对 v2进行泰勒级数展开,v2足够小，忽略二次方及高次项,I0(v1)f(V
6、Q+v1)时变静态电流，v2=0 时的电流,g(v1)f(VQ+v1)时变增量电导，增量电导在 v2=0 时的数值,I0(v1)+g(v1)v2,i 与 v2 的关系是线性的但系数是时变的,线性时变,设v2=V2mcos2t，i包含的频率成分：|p1 2|，p1,i=I0(v1)+g(v1)v2,当 v1=V1mcos1t 时，I0(v1)及g(v1)都将是角频率为 1 的周期性函数,频率成分,若w1w2，则无用的组合频率将远离有用的和频与差频成分,线性时变状态：V2m很小（V2m V1m）,i包含的频率成分：|p1 2|，p1,参与相乘的两个信号（频率有高低之别），限制哪一个信号的幅度更合适
7、？,限制频率低的信号幅度,线性时变状态：V2m很小（V2m V1m）,进一步，V1m足够大，使非线性器件工作在开关状态，器件的非线性特性用折线近似，将进一步减少组合频率成分。,i包含的频率成分：|p1 2|，p1,开关状态,例1：一个晶体二极管，当v1V1mcosw1t，V1m足够大，使二极管轮流工作在导通和截止区，其伏安特性可合理地用两段折线近似。导通区折线斜率为gD,单向开关函数,V1mV2m，管子的导通与截止仅由 v1 控制而不受 v2 影响时，线性时变工作状态便转换为开关状态。,i 的频率成份：,单向开关函数,i 的频率成份,组合频率成份进一步减少,二、平衡对称电路差分对管,i 的频率
8、成份：,不用限制v2的幅度，只要I0与v2呈线性关系即可,与二极管电路比较，利用两管的平衡抵消原理，差分对管的输出电流中减少了直流分量与 p 为偶数的众多组合分量。,二极管电路（开关状态）,i 的频率成份：,二极管电路（开关状态）,优点：双差分对电路无直流分量，幅度加倍,双差分电路（开关状态）,一、双差分对平衡调制器（扩展了V2的动态线性范围）,4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器（模拟乘法器）,线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原理，进一步抵消了q 1，p 为偶数的众多组合频率分量。,(3)|v1|260 mV，|v2|26 mV,i 的频率成份：,扩展v2的动态范围,例如：I0=1
9、 mA，RE=1k 则 v2 的最大动态范围为(-250 mV，250 mV)比不加时，扩大了约 10 倍。,扩大V2线性动态范围,负反馈电阻扩展v2的线形动态范围,XFC1596 集成平衡调制器（MC1596）,负反馈电阻扩展v2的线形动态范围,能否用相同的方式扩展v1的线形动态范围？,图 4-2-10模拟相乘器原理电路,输出差值电压,二、双差分对模拟相乘器（模拟乘法器）,二极管双平衡混频器,二极管双平衡混频器组成电路,二极管双平衡混频器是另一类工作在开关状态的相组件,vL足够大，控制D1D4工作在开关状态,二极管双平衡混频器组成电路,二极管平衡混频器组成电路,D2与D3截止D1与D4导通,
10、二极管双平衡混频器组成电路,vL0时,二极管双平衡混频器组成电路,二极管双平衡混频器组成电路,K1(Lt-)-K1(Lt),K2(Lt),输出中频电流,二、混频损耗,输出中频电流,iI=cos(L-c)t,输出中频功率,输入电流,输入电流中仅有高频电流,K1(Lt-)+K1(Lt),输入高频功率,输入高频功率,输出中频功率,混频损耗,考虑到变压器的损耗，实际混频损耗约68dB,4.3混频电路,4.3.1通信接收机中的混频电路,一、主要性能指标,接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路，若无高频放大器，主要由混频电路决定。,31 dB 压缩电平(PI1dB),图 4-3-11 dB 压缩电平,当
11、PS 较小时，PI 随 PS 线性增大，混频增益为定值,当 PS 较大时，PI 随 PS 增大趋于缓慢。,定义：比线性增长低 1 dB 时所对应的输出中频功率电平，称 1dB 压缩电平，用 PI1dB 表示。,意义：PI1dB 所对应的 PS 是混频器动态范围的上限电平。,4混频失真,5隔离度,混频器各端口之间在理论上应相互隔离，确保任一端口上的功率不会窜到其他端口上。,实际上，总有极少量功率在各端口之间窜扰,信号串扰危害,本振端口功率向输入端口的窜扰危害最大，本振端口的本振功率都比较大，当它窜扰到输入信号端口时，就会通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向辐射，严重干扰邻近接收机。,二
12、极管环形混频器和双差分对混频器,高性能接收机混频器种类,1二极管环形混频器,系列产品：Level7、Level17、Level23本振功率:7 dBm(5 mW)，17 dBm(50 mW)，23 dBm(200 mW),本振功率电平越高，相应的 1 dB 压缩电平也就越高，混频器的动态范围就越大。,2双差分对平衡混频器(AD831),4.3.2三极管混频电路,一、工作原理,iC f(vBE)IC0(vL)+gm(vL)vS,线性时变状态,高频信号很弱，三极管对其呈线性状态,详细定量推导详见教材,iC f(vBE)IC0(vL)+gm(vL)vS,图 4-3-5 gmc随 VLm 变化的特性,
13、在中波广播收音机中，这个最佳的 VLm 约为 20 200 mV。反之，当 VLm 一定时，改变 VBB0(或 IEQ)时，gmc 也会相应变化。实验指出，IEQ 在 0.2 1 mA 时，gmc 近似不变，并接近最大值。,混频增益与本振信号幅度的关系,4.3.3混频失真,干扰哨声(混频器特有)寄生通道干扰(混频器特有)交叉调制失真（交调失真）(混频器、高中频都有)互相调制失真（互调失真）(混频器、高中频都有),产生的根本原因：混频器相乘特性不理想导致组合频率成份,干扰哨声,简化为,干扰哨声：由输入有用信号产生，输出产生的组合频率分量和中频信号频率接近,寄生通道干扰：由输入干扰信号产生,寄生通
14、道干扰,fMfI,|0 fL1 fM|fI,干扰fM,|p fLq fM|,fI,fM造成干扰,中频干扰（p=0,q=1）,中频干扰,镜像干扰,fMfL fI fK,|1 fL1 fK|fI,干扰fM,|p fLq fM|,fI,fM造成干扰,镜像干扰,减小寄生通道干扰的措施,图 4-3-10二次混频接收机组成方框图,交调失真,交调失真：混频器除了对一些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外，任意频率的干扰信号也会产生交调失真,互调失真,收听到有用台信号的同时可听到另两个干扰台的声音，即使有用台停播，干扰台声音也不会消失,互调失真：输入端有两个干扰信号,r、s越小，组合频率分量的频率有可能接近Fi
15、互调失真越大,fM1 fM2 fC时，2 fM1 fM2 fC,r s3,三阶互调失真,干扰fM1fM2,|r fM1s fM2|fC,fM1及fM2造成干扰,互调失真,2提高混频器前端电路的选择性（混频前加强滤波）,3选择适当的中频频率,二次混频,1减少组合频率,抑制干扰（混频失真）的措施,4.4 振幅调制与解调电路,一、振幅调制电路,高电平调幅低电平调幅,丙类功率放大与调制合二为一,功率放大之前进行调幅,效率高、但调制线性差,调制线性好，但（发射机）效率低,高电平调幅电路,基极调幅集电极调幅,工作在欠压状态,工作在过压状态,集电极调幅电路,基极调幅电路,低电平调制电路,采用集成模拟乘法器或
16、双差分平衡调制器,采用二极管平衡电路,单边带发射机（滤波法实现）,相对频率间隔越大，滤波越容易,频谱搬移过程,4.4.2 二极管包络包络检波电路,仅适合于包含载波的调幅方式：普通调幅残留边带调幅,大信号检波：,vS足够大,二极管伏安特性用折线近似,RLC越大，滤波效果越好,RLC构成低通滤波器,为了提高效率，要求,输入电阻,能量守恒,二极管包络检波电路中的失真,惰性失真（对角切削失真）,负峰切割失真（底部切割失真）,RLC太大，电容放电速度跟不上包络下降的速度,惰性失真（对角切削失真）,(a)(b)图 4-4-9惰性失真(a)不产生惰性失真(b)产生惰性失真,避免惰性失真的条件,负峰切割失真（
17、底部切割失真）,如果Ri2太小（检波器的交直流负载相差太大）,在cosWt为负峰值附近，iD0,但二极管电流不可能小于0，此时只可能是二极管截止,负峰切割失真,避免负峰切割失真的条件,采取的措施减小检波器交直流负载的差距,或插入高输入阻抗的缓冲器（例如射极跟随器）,设计考虑,二极管的选择,导通电阻小、结电容小（工作频率高）,加上弱正偏，克服死区电压的影响,RL和C的选择,从滤波能力考虑，RLC要大,从避免惰性失真考虑，RLC要小,为保证最低的输入电阻Ri,为避免负峰切割失真，RL不能太大,为减弱二极管结电容的影响,4.4.3 同步检波电路,图 4-4-13用二极管包络检波器构成的同步检波器,电路：,相乘器+低通,双边带调幅波叠加载波二极二极管包络检波,vS 与 vr 叠加，合成为普通调幅信号,适合于所有调幅方式,4同步检波的关键：产生与载波同频同相的同步信号,调幅波限幅滤波适用于普通调幅及残留边带调幅,振荡器恢复载波导频控制适用于双边带调幅和单边带调幅,双边带调幅波平方滤波分频适用于双边带调幅,*4.5参量混频电路*,
