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1、第3章 卫星通信系统线路的设计与计算,3.1 概述 3.2 卫星通信线路载波功率的计算 3.3 卫星通信线路噪声功率的计算 3.4 卫星通信线路载波功率与噪声功率比 3.5 数字卫星通信线路设计,3.1 概 述,设计一条卫星通信链路的主要目的是：尽量有效地在地球上两个通信点之间提供可靠而又高质量的联接手段。为此，发送站发出的信号到达接收站时，必须具有足够高的电平，而且不管对通信质量的总噪声影响如何，都要保证必需的业务质量。这就是说，接收到的射频载波功率必须远大于噪声功率。链路的载波和噪声功率比(载噪比，C/N)用dB表示。链路所需的载噪比随特定的系统和该系统的用途不同而异。目前，国际上对各种不
2、同系统均已制订出了各自相应的建议值，而且这些规定有时会有所修订，所以在设计卫星通信系统时要查阅有关的最新文本。,众所周知，一条链路质量的优劣，对于模拟信号传输是以解调后的信噪比S/N来表示的，而对数字信号传输则用比特误码率(BER)表示。但不论S/N还是BER都取决于解调前的载波功率与等效噪声温度之比C/T、调制方式和设备的实际性能(解调器和滤波器等)。因此，实际上C/T值的计算是链路估算的主要内容。链路预算主要考虑两方面的问题：(1)已知通信卫星和地球站的电参数，计算通信链路的传输能力。(2)已知卫星的电参数，根据对传输容量和质量的要求，确定地球站的设备参数。,3.2 卫星通信线路载波功率的
3、计算,1.天线增益G 在卫星通信中，一般使用定向天线，把电磁波能量聚集在某个方向上辐射。设天线开口面积为A，天线效率为,波长为，天线直径为D，则天线增益为,(3.1),2.有效全向辐射功率(EIRP)通常把卫星和地球站发射天线在波束中心轴向上辐射的功率称为发送设备的有效全向辐射功率。它是天线发射功率PT与天线增益GT的乘积，即,EIRP=PTGTW,(3.2),设发射机末级功放输出功率为Po,馈线损耗为LFT(LFT1),则上式还可写为,(3.3),或用分贝表示，即,EIRP=Po+GT-LFTdBW,(3.4),式中，方括号表示取其dB值。,3.载波接收功率 卫星或地球站接收机输入端的载波功
4、率一般称为载波接收功率，记作C，C以dBW(以1W为零电平的分贝)为单位。设发射机的有效全向辐射功率为EIRPdBW，接收天线增益为GRdB，接收馈线损耗为LFRdB，大气损耗为LadB，自由空间损耗为LPdB,其它损耗为Lr dB,则接收机输入端的载波接收功率CdBW可以表示为,C=EIRP+GR-La-LP-Lr-LFR=Po-LFT+GT+GR-La-LP-Lr-LFR,(3.5),【例 3.1】已知IS-号卫星作点波束 1872 路运用时，其有效全向辐射功率EIRPS=34.2 dBW,接收天线增益GRS=16.7 dB。又知某地球站有效全向辐射功率EIRPE=98.6dBW,接收天线
5、增益GRE=60.0dB,接收馈线损耗LFRE=0.05dB。试计算卫星接收机输入端的载波接收功率CS和地球站接收机输入端的载波接收功率CE。解 若上行线路工作频率为 6 GHz，下行线路工作频率为 4 GHz，距离d=40 000km,则利用式(13)可求得上行线路传输损耗LU为,LU=200.04 dB,下行线路传输损耗LD为,LU=196.52 dB,利用式(3.5)(忽略La、Lr和LFRS)求得卫星接收机输入端的载波接收功率CS为,CSEIRPE+GRS-LU=-84.74 dBW,地球站接收机输入端的载波接收功率CE(忽略La和Lr)为,CE=EIRPS+GRE-LD-LFRE=-
6、102.37dBW,3.3 卫星通信线路噪声功率的计算,地球站接收系统的噪声主要来源于如下几个方面(参阅1.7.3节)：(1)天线噪声。天线噪声包括宇宙噪声、大气噪声、降雨噪声、太阳噪声、天电噪声、天线损耗噪声、天线罩噪声以及天线从副瓣进入的地面噪声等等。(2)干扰噪声。干扰噪声主要来源于其它通信系统。,(3)上行链路噪声与转发器互调噪声。这些噪声是伴随信号一起从卫星发送下来的，包括发射地球站、上行链路、卫星接收系统的热噪声，以及多载波工作时卫星和发射地球站的非线性器件产生的互调噪声等。(4)无源器件(如馈线、定向耦合器、波导开关)的噪声。(5)接收机的内部噪声。,噪声的大小可直接用噪声功率来
7、度量。众所周知，对于具有热噪声性质的噪声，噪声功率可表示为N=KTB(3.6)式中，K=1.3810-23J/K为波尔兹曼常数，B为等效噪声带宽，T为等效噪声温度。若单边功率谱密度用n0来表示，则n0=KT，因此噪声的大小也可以用等效噪声温度T间接来表示。,为了便于计算，通常把上述噪声都折算到地球站低噪声接收机的输入端，并分为三部分，即上行链路噪声、转发器互调噪声和下行链路噪声。因此，整个系统的噪声温度可表示为,Tt=TU+TI+TD=(r+1)TD,(3.7),式中，TU为上行链路噪声，TI为转发器互调噪声温度，TD为下行链路噪声温度，r=(TU+TI)/TD。,3.4 卫星通信线路载波功率
8、与噪声功率比,图 3.1 单向空间链路一般示意图,1.上行线路载噪比与卫星接收机性能指数 在计算上行线路载噪比时，地球站为发射系统，卫星为接收系统。设地球站有效全向辐射功率为(EIRP)E，上行线路传播损耗为LU，卫星转发器接收天线增益为GRS，卫星转发器接收系统馈线损耗为LFRS，大气损耗为La，则可求得卫星转发器接收机输入端的载噪比为,式中,TS为卫星转发器输入端等效噪声温度；BS为卫星转发器接收机带宽。,(3.8),如果将LFRS计入GRS之内，则称之为有效天线增益；将La计入LU之内，则式(3.8)可写成,由于载噪比C/N是带宽B的函数，因此这种表示方法缺乏一般性，对不同带宽的系统不便
9、于比较。若将噪声改用每赫带宽的噪声功率(即单边噪声功率谱密度n0)表示，则,(3.10),(3.11),(3.9),或,即,(3.12),将式(3.12)代入式(3.9)可得,(3.13),(3.14),由式(3.9)、式(3.13)和式(3.14)可以看出，GRS/TS值的大小直接关系到卫星接收性能的好坏，故把它称为卫星接收机性能指数，也称为卫星接收机的品质因数，通常简写为G/T。G/T值越大，C/N越大，接收性能越好。,为了说明上行线路C/TU值与转发器输入信号功率的关系，引入了转发器灵敏度的概念。当使卫星转发器达到最大饱和输出时，其输入端所需要的信号功率就是转发器灵敏度，通常用功率密度W
10、S表示，即以单位面积上的有效全向辐射功率表示，有,或,(3.16),以上是卫星转发器只放大一个载波的情况。但是在频分多址系统中，一个转发器要同时放大多个载波。为了抑制因互调干扰所引起的噪声，需要使总输入信号功率从饱和点减少一定数值，如图 3.2 所示。通常把行波管放大单个载波时的饱和输出电平与放大多个载波时工作点的总输出电平之差称为输出功率退回或输出补偿；而把放大单个载波达到饱和输出时的输入电平与放大多个载波时工作点的总输入电平之差称为输入功率退回或输入补偿。由于进行输入补偿，因此由各地球站所发射的EIRP总和，将比单波工作使转发器饱和时地球站所发射的EIRP要小一个输入补偿值。假设以EIRP
11、ES表示转发器在单波工作时地球站的有效全向辐射功率，那么多波工作时地球站的有效全向辐射功率的总和应为,图 3.2 行波管输入、输出特性,EIRPEM=EIRPES-I,(3.17),式中，BOI为输入补偿值。将式(3.16)代入式(3.17)，得,(3.18),与之相应的(C/T)U值用(C/T)UM表示，即,(3.19),2.下行线路载噪比与地球站性能指数 这时，卫星转发器为发射系统，地球站为接收系统。与上行线路类似，可得其基本关系式为,(3.20),式中，TE为地球站接收机输入端等效噪声温度；BE为地球站接收机的频带宽度；GRE为地球站接收天线有效天线增益。同样，可以写成另外两种表达形式，
12、即,(3.21),(3.22),式中，GRE/TE称为地球站性能指数(品质因数)，常用GR/TD表示，其中TD为下行线路噪声温度，它关系着地球站接收性能的好坏。因此，在国际卫星通信系统中，为了保证一定的通信质量并能有效地利用卫星功率，对标准地球站的性能指数有明确规定。,当考虑到卫星转发器要同时放大多个载波时，为了减小互调噪声，行波管放大器进行输入补偿的同时，输出功率也应有一定补偿值。因此，多载波工作时的有效全向辐射功率为,EIRPSM=EIRPSS-BOO,(3.23),式中，EIRPSS为卫星转发器在单波饱和工作时的EIRP。将式(3.23)代入式(3.22)，得,(3.24),3.卫星转发
13、器载波功率与互调噪声功率比 当卫星转发器同时放大多个信号载波时，由于行波管的幅度非线性和相位非线性的作用，会产生一系列互调产物。其中，落入信号频带内的那部分就成为互调噪声。如果近似认为互调噪声是均匀分布的话，可采用和热噪声类似的处理办法，求得载波互调噪声比，也可用C/NI、C/n0I或C/TI来表示，且,(3.25),一般规律是，越远离行波管饱和点(即输入补偿越大)，C/TI越大；越接近饱和点(即输入补偿越小)，C/TI越小。而C/TU和C/TD情况却相反。例如，当输入补偿越小时，EIRPS要增大，这时可使C/TD得到相应的改善。可是C/TI会因行波管非线性而降低，如图 3.3 所示。因此，为
14、了使卫星链路得到最佳的传输特性，必须适当选择补偿值。显然，选择最佳工作点的问题，在卫星通信系统设计中是个极其重要的问题。,图 3.3 C/T与BOI的关系,4.卫星通信线路的总载噪比 前面研究的上行和下行线路载噪比都是单程线路的载噪比。所谓单程，就是指地球站到卫星或卫星到地球站。实际上，进行卫星通信是双程的，即由地球站卫星地球站。因此，接收地球站收到的总载噪比C/Nt与下行线路的载噪比C/ND是有区别的。整个卫星线路噪声由上行线路噪声、下行线路噪声和互调噪声三部分组成，如图 3.4 所示。虽然这三部分噪声到达接收站接收机输入端时，已混合在一起，但因各部分噪声之间彼此独立，所以计算噪声功率时，可
15、以将三部分相加，即,Nt=NU+NI+ND=k(TU+TI+TD)B=kTtB(3.26)Tt=TU+TI+TD,(3.27),式中，NU、NI、ND和TU、TI、TD分别代表上行线路、转发器、下行线路的噪声功率和噪声温度。于是可以写出整个卫星线路的总载噪比为,(3.28),(3.29),因此,或,(3.30),(3.31),图 3.4 卫星通信线路的噪声及C/T值,5.门限余量和降雨余量 在FM中存在门限效应，即当鉴频器的输入信噪比Si/Ni大于门限值(S/N)th时，其输出信噪比会得到改善。反之，当Si/Ni(S/N)th时，其输出信噪比会急剧恶化。对于不同的调制指数FM,门限值大致在(S
16、/N)th=811dB，且与调制信号类型几乎无关。因此，通常取(S/N)th=10dB。为了更一般化起见，如果对通信系统的传输质量提出了一定的要求，则可以规定满足该质量标准要求所容许的最小S/N或C/T值称为门限，设计系统时必须使C/T值大于C/Tth值。,但是，任何一条线路建立后，其参数不可能始终不变。而且会经常受到气象条件、转发器和地球站设备某些不稳定因素及天线指向误差等方面的影响。为了在这些因素变化后仍能使质量满足要求，它必须留有一定的余量(储备量)，这个余量叫“门限余量”。在气象条件变化中，特别是雨雪引起的线路质量下降，在线路设计时必须留有一定的余量，以保证降雨时仍能满足对线路质量的要
17、求，这个余量叫“降雨余量”。降雨主要对下行线路影响显著。,已知不降雨时,Tt=TU+TI+TD=(1+r)TD,此时有,(3.32),用分贝表示，有,(3.33),假设由于降雨影响，使下行线路噪声增加到原有噪声的m倍，地球站接收系统(C/T)值正好降到门限值，则,Tt=TU+TI+mTD=(1+r)TD,(3.34),(3.35),用分贝表示，有,(3.36),式(3.36)说明，降雨影响使总噪声比不降雨时降低。因此，为了保证通信可靠、质量符合要求，设计通信线路时，应留有门限余量E：,(3.37),E代表正常气候条件下C/T超过门限值的分贝数，m为降雨余量。用分贝表示时，写为M=10 lg m
18、 dB在卫星通信中，一般取 M=46 dB。,3.5 数字卫星通信线路设计,3.5.1 SCPC系统线路的计算 1.线路计算的一般公式,所谓SCPC系统的通信容量，是指每个转发器所能提供的信道数。它是卫星通信系统工程的一个重要问题。对每一条具体的卫星通信线路来说，它所能提供的容量取决于卫星通信系统的体制和参数，例如，对通信质量的要求，工作频段，卫星功率和天线尺寸，地球站设备的性能，传播的环境条件，调制制度，多址方式等。,对于给定的SCPC卫星通信系统，从转发器功率分配的角度出发，其通信容量可用下式估算：,(3.38),式中，(C/T)t1是按照Pe或S/N所要求的一个载波功率与线路总噪声温度之
19、比；(C/T)tM则是在同一接收点将系统内所有载波功率相加而得到的总载波功率与同一线路总噪声温度之比。为区分这两个(C/T)t中的载波功率C，在脚标中增加“1”和“M”来加以注明，多载波工作时，(C/T)tM是由下式决定的：,(3.39),式中，(C/T)DM、(C/T)UM、(C/T)IM分别为下行、上行总载波功率对噪声温度比和总载波功率对互调等效噪声温度比(这里没有考虑邻道干扰等其它干扰)。其中，(C/T)DM用分贝表示为,(3.40),式中，EIRPSM=EIRPSS-BOO。若(C/T)UM用分贝表示，则有,(3.41),关于SCPC系统的C/TI1(一个载波功率与互调噪声温度之比)，
20、CCIR固定业务卫星手册(1985)对于典型的TWTA给出如下公式：,BOO=0.82(BOI-4.5)dB,(3.42),(3.43),式中，n为有效的载波数目，所以,(3.44),再看(C/T)t1,在数字制情况下有,(3.45),式中，Eb/n0th为比特能量噪声密度比门限值；Rb为比特速率；k为波耳兹曼常数；Ee是设备的备余量；在模拟制(FM)情况下有,传输一路SCPC所占用的卫星功率和地球站的功率分别为,EIRPS1=EIRPSM-n,(3.47),(3.48),应指出，在上述关于n、EIRPS1、EIRPE1的公式中，实际应用时，都应留下适当的余量。,2.PCM/PSK/SCPC线
21、路的计算【例3.2】假定卫星与地球站的主要参数有：上行频率为 6 GHz,下行频率为4 GHz；卫星行波管单载波饱和输出功率为 10 W；卫星天线增益GS收、发均为 26dB(含馈线损耗)；GR/TD为-4.5dB/K；卫星转发器匹配条件下的功率增益GPS为 105dB；转发器带宽为 36MHz；地球站G/TE为 23 dB/K。系统设计指标给定为：误比特率Pe为10-4；信道调制方式为QPSK；信道带宽为 38 kHz；数据速率Rb为 64 kb/s。要求估算系统的通信容量及每载波需用卫星与地球站的EIRP。,解(1)C/TtM的计算。根据式(3.40)知,一般地，选取若干个BOI值来进行计
22、算，最后以C/TDM最大的BOI做为工作点。为避免繁琐，这里仅代入一个BOI值进行计算。取BOI=7.5dB,由式(3.42)得到，BOO=2.5dB,而LD=197dB，则有,根据式(3.41)，则有,由式(3.43)并考虑信道滤波器对互调噪声有约 0.6dB的改善，可得,化为分贝值，则有,(2)的计算。取Ee=2.6 dB,Eb/n0th=8.4dB(Pe=10-4),而Rb=64kb/s,故有Rb=10lg64103=48.1 dB,由式(3.45)可得,应指出，这是一个功率受限系统，带宽是宽裕的，因而载波间隔较大，邻道干扰可以忽略，故上述计算对此未考虑。,(3)通信容量的计算。在实际计
23、算中，考虑到降雨的影响，要留有一定的门限余量E；此外，由于使用了话音激活，在功率方面，可有a分贝的好处，故转发器通信容量用分贝表示时，由式(3.38)得,(3.49),式中，取a为4 dB，E为4dB，故有,n=-146.1+169.5-4+4=23.4 dB(即218),若按 36 MHz带宽计算，当信道间隔为 45kHz时，有,(4)每信道所需的卫星及地球站的EIRP。在求每信道所需的EIRPS1时，考虑功率分配给同时工作的话路的载波，故有,EIRPS1=EIRPSM-(n-a)=EIRPSS-BOO-n+a=36-2.5-23.4+4=14.1dBW,又每信道所需的地球站EIRPE1为,
24、EIRPE1=EIRPEM-n+a+ET,式中，ET为发射功率备余量，取 ET=3dB。又因为,在 6GHz时，自由空间损耗为 200dB,考虑到极化误差损耗，天线指向损耗和大气损耗，共约 1.4dB,即,LU=200+1.4=201.4 dB,故有,【例3.3】已知工作频率为 6/4 GHz,利用IS-号卫星，EIRPSS=22.5 dBW,WS=-68.5 dBW/m2，较标称值-67dBW/m2 低 1.5 dB。选取BOI=11 dB,BOO=4.9dB,卫星G/TS=-17.6 dB/K。地球站品质因数G/TE=40.7 dB/K。上行链路损耗LU=200.6dB，下行链路损耗LD=
25、196.7 dB，对于大容量系统，话音激活因子为 0.4，对于 800 个单向通路的网络，同时通话路数 n=0.4800=320 路。试计算IS-号卫星PCM-PSK-SCPC数字线路的主要通信参数。,解(1)确定上行链路载噪比。设转发器功率均分给每个载波，故每路上行链路的C/TU 值为参阅式(3.19),(2)确定下行链路载噪比。根据式(3.24)，考虑到每路功率均分，故每路下行链路C/TD值为,(3)确定载波功率对互调及邻道干扰比。对于IS-号卫星转发器，实测输出补偿及载波互调干扰比与输入补偿的关系如图 3.5 所示。这是对 800 个间隔为 45kHz的通路而言的。实际上，由于存在话音激
26、活，经常同时工作的不过 320 路，这样有A=10 lg(800/320)=3.5 dB的好处。由于有些互调分量落到带外，还存在F=0.6 dB的好处。实际信道的等效噪声带宽为 38 kHz，故实际载波功率与互调噪声温度比为,此外，SCPC系统还存在邻道干扰，它的设计指标是载波功率与邻道干扰功率比C/NA不超过 26 dB,于是,图 3.5 IS-卫星转发器输出补偿及载波互调干扰比与输入补偿的关系,(4)确定总载噪比。根据式(3.30)，有,于是得,(5)确定满足传输速率要求和误码率要求所需的C/Tth值。PCM-SCPC系统的传输速率为Rb=64 kb/s,当要求Pe10-4时，对于BPSK
27、或QPSK，Eb/n08.4 dB，设取Eb/n0=10.7 dB,则,(6)门限余量,此E值合适。,(7)确定地球站每路应发的有效全向辐射功率。,此处的WS较标称值-67dB高1.5 dB，为的是考虑最坏情况。从以上实例，可以推算到其它派生体制的性能。如M-SCPC系统，只要将相应的等效噪声带宽和误码率要求加以改变即可。,3.DM/PSK/SCPC线路的计算【例 3.4】假定卫星和地球站参数与例 3.3(PCM/PSK/SCPC)相同。系统设计指标为：误比特率Pe=10-3(门限值)，信道调制方式为QPSK;信道带宽为 19.2kHz(即 42.8 dB)；数据速率为 32 kb/s(即 4
28、5.05dB)。当Pe=10-3时，QPSK的Eb/n0为 6.8 dB。要求估算系统的通信容量。解 依照例 3.2，可求得,当不考虑邻道干扰影响，利用上例所求得的BOO=2.5 dB时，有,最后求得,n=28.05dB(即 638),3.5.2 PSK数字卫星通信线路的设计,1.数字卫星通信线路标准参数,误码率 Pe=10-4,2.主要通信参数的确定(1)归一化信噪比Eb/n0。接收数字信号时，载波接收功率与噪声功率之比C/N可以写成,(3.50),式中，Eb为每单位比特信息能量；Es为每个数字波形能量，对于M进制，则Es=Eb lbM;R为码元传输速率(波特速率)；R为比特传输速率，且R=
29、RlbM;B为接收系统等效带宽；n0为单位频带噪声功率(单边噪声功率谱密度)。,(2)误码率与归一化信噪比的关系(对于2PSK或QPSK):,(3.51),当Pe=10-4时，得归一化理想门限信噪比为,(3.52),当取理想带宽(B=R)时，则由式(3.50)可求得2PSK时理想门限载波接收功率与噪声功率比C/Nth2为,而QPSK时，C/Nth4为,(3)门限余量。当仅考虑热噪声影响时，为保证误码率Pe=10-4，必需的理想门限归一化信噪比为 8.4 dB，则门限余量E可由下式确定:,(3.53),门限余量是为了考虑TDMA地球站接收系统和卫星转发器等设备特性不完善所引起的恶化而采取的保证措
30、施。,(4)接收系统最佳频带宽度B的确定。接收系统的频带特性是根据误码率最小的原则确定的。根据奈奎斯特速率准则，在频带宽度为B的理想信道中，无码间串扰时，码字的极限传输速率为 2B波特。由于PSK信号具有对称的两个边带，其频带宽度为基带信号频带宽度的 2 倍,因此，为了实现对PSK信号的理想解调，系统理想带宽应等于波形传输速率(波特速率)R。但从减小码间干扰的角度考虑，一般要求选取较大的频带宽度。因此，取最佳带宽为,(3.54),(5)地球站接收系统载波接收功率与系统总噪声温度比(C/T)t的确定。将式(3.50)中(C/N)t用(C/T)t表示，则可写成,(3.55),用分贝表示,(3.56
31、),当采用TDMA方式时，接收系统总噪声为上行线路热噪声和下行线路热噪声之和。当采用FDMA方式时，则接收系统总噪声为上行线路热噪声、下行线路热噪声和卫星转发器互调噪声之和。下行线路本身的(C/T)D可由式(3.22)决定，即,(3.57),因为由式(3.29)可得,(3.58),所以比较式(3.57)和式(3.58)，可得,(3.59),将式(3.56)代入式(3.59)得,(3.60),式中，r为决定噪声分配的量。采用FDMA时，有,采用TDMA时，有,将式(3.53)代入式(3.60)得,(6)卫星转发器有效全向辐射功率的确定。根据式(3.22)可求得,(3.62),将式(3.61)代入
32、式(3.62)，求得卫星转发器必需的有效全向辐射功率为,(3.63),(7)地球站有效全向辐射功率的确定。根据式(3.14)，地球站有效全向辐射功率为,(3.64),(3.65),式中，gS为卫星转发器功率增益(dB)；GTS、GRS分别为卫星转发器发射和接收天线增益(dB)。,当采用TDMA时，则有,(3.66),将式(3.56)代入式(3.66)，得,(3.67),将式(3.67)式代入式(3.64)，得,将式(3.53)代入式(3.68)，得,(3.68),(3.69),3.计算实例【例 3.5】已知工作频率为 6/4 GHz，利用IS-号卫星，卫星转发器C/TS=-17.6 dBW，线
33、路标准取误码率Pe=10-4，门限余量E=6 dB,标准地球站GR/TD=40.7 dB，取d=40 000km，信息传输速率R=60Mb/s的数字信号，试计算IS-号卫星QPSK-TDMA数字线路的主要通信参数。解(1)数字调制方式及门限归一化信噪比。当门限余量E为 6 dB时，根据式(3.52)，为保证误码率Pe=10-4，门限归一化信噪比为,(2)门限余量及归一化信噪比。当E=6 dB时，根据式(3.53)，可得,(3)接收系统最佳带宽B。根据式(3.54)，得,取B=35MHz。,(4)地球站接收系统载波接收功率与系统总噪声温度比C/Tt的确定。根据式(3.56)可得,(5)下行线路C/TD的确定。根据式(3.59)可得,对于TDMA,r取决于上行线路与下行线路噪声之比，通常取r=0.4,则有,(6)上行线路C/TU的确定。根据式(3.66)可得,(7)上行线路损耗:,LU=200.04dB,(8)下行线路损耗:,LD=196.52 dB,(9)卫星转发器有效全向辐射功率EIRPS的确定。根据式(3.62)可得,(10)地球站有效全向辐射功率EIRPE的确定。由式(3.64)可得,
