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1、本科学生毕业论文论文题目：采用源跟随器的CMOS共模反馈电路设计学 院：电子工程学院年 级：专 业：姓 名：学 号：指导教师： 年 月 日摘要本文介绍了一种新的共模反馈电路。这种电路克服了一般共模反馈电路存在的限制输出摆幅的缺点，在稳定电路直流工作点的同时， 能有效提高电路的输出摆幅。通过对共模电路结构的分析，证明了其功能原理的正确性。电路采用CSMC 0.5m CMOS工艺，并通过 Tanner EDA 进行软件仿真验证，仿真参数：该共模反馈电路的开环直流增益可达45.21dB，补偿后的相位裕度可达到64.68，单位增益带宽138.04MHz，电压输出摆幅05V，电路整体功耗0.79mW，满
2、足设计要求。关键词共模反馈电路；运放；全差分；源跟随AbstractThis paper introduces a new common-mode feedback circuit. This circuit overcomes the limitation of common-mode feedback circuit are output swing faults, in a stable DC operating point at the same time, can effectively improve the output swing. Through the analysis o
3、f the common circuit structure, proving the correctness of its functional principle. Circuit with CSMC 0.5 m CMOS process, and the software simulation, through the Tanner EDA results showed that: the common-mode feedback open-loop DC gain of the 45.21dB circuit, after compensating the phase margin c
4、an reach 64.68 , unit gain bandwidth of 138.04MHz, output voltage swing 05V, the overall power consumption circuit 0.79mW satisfies the design requirement.Key wordsCMFB ；Operational amplifier； full differential；Source follower目录摘要IAbstractII第一章 绪论11.1课题背景及意义11.2 反馈21.2.1 反馈的基本概念21.3 反馈在运放中的应用3第二章 放大
5、电路中的反馈52.1 运算放大器中的反馈52.1.1 四种组态负反馈放大电路52.1.2 反馈组态的判断72.2 反馈对放大电路性能的影响102.2.1 稳定放大倍数102.2.2 改变输入电阻和输出电阻112.2.3 展宽频带142.2.4 减小非线性失真152.3 共模反馈电路及源跟随器152.3.1 共模反馈电路定义162.3.2 共模反馈电路的组成172.2.3 源跟随器的定义与作用17第三章 采用源跟随器的共模反馈电路的设计与仿真193.1 电路结构及参数193.1.1 电路结构193.1.2 共模检测电路原理203.1.3 计算电路参数213.2 仿真结果26第四章 共模反馈电路的
6、版图设计304.1 版图设计304.2 版图验证314.2.1 主电路版图314.2.2 偏置电路版图33结论35参考文献36附录一38附录二40附录三42附录四44附录五46致谢48 第一章 绪论1.1课题背景及意义随着半导体技术的发展，全差分运放相对于单端输出运放输出摆幅较大的优点就变得更加明显，对共模噪声和高阶的谐波失真也有更好的抑制作用,在输出摆幅、输出动态范围、电源抑制比（PSRR）和应用的灵活性上有很大的优势，而伴随着这些优点，也带来一些挑战1。对电路设计者而言，很重要的是共模反馈（CMFB）电路的设计。三极管是温度敏感的器件，温度变化后，静态工作点、结电阻和放大性能皆会发生改变。
7、特别是在高增益的全差分放大器中，输出的共模电压对器件特性和失真（Mismatching）非常敏感，差分信号的负反馈并不能够稳定直流工作点。而共模反馈电路能够精确设置输出的共模电压值，且平衡了在一个理想的共模电压点上两个差分输出级的输出值。因此，全差分运放需要共模反馈电路来稳定直流工作点。系统对共模反馈电路的要求是：要有足够大的回路增益和足够的相位裕度。在二级运放中，人们为了达到这个要求，采用了多种复杂的结构。共模反馈电路虽然有很多优点，但依然存在一些缺陷。例如将电路直接接到高阻抗的输出点，会严重的降低增益,导致电路性能大幅度下降2。而带有源跟随器的CMOS共模反馈电路因为其有很高的输入电阻，所
8、以在稳定差分放大器的直流工作点的同时又不会降低电路增益，所以为了满足全差分放大器的参数要求就要设计出良好的带有源跟随器的CMOS共模反馈电路。CMOS共模反馈电路一般存在限制输出摆幅的缺点，而我采用的这种带有源跟随器的CMOS共模反馈电路克服了这个缺点, 它在稳定电路直流工作点的同时, 能有效提高电路的输出摆幅从而满足更高的参数要求。1.2 反馈反馈现象无处不在，它在人类进步、社会发展和技术创新中起着不可或缺的重要作用。反馈是控制论中最基本的概念，也是对付复杂系统的一条基本的系统学原理。在控制系统中，反馈的主要作用是对付系统中存在的内部和外部不确定性。反馈的有效利用常常对工程技术领域的发展产生
9、重大影响。在控制论中，两个基本的问题是：如何有效利用反馈？反馈的能力究竟有多大？下面将简述对反馈作用的定性认识，及反馈的种类。 1.2.1 反馈的基本概念凡是将放大电路（或某个系统） 输出端的信号( 电压或电流) 的一部分或全部通过一定的电路形式作用到输入回路,用来影响输入量（放大电路的输入电压或输入电流） 的措施称为反馈3。按照反馈放大电路各部分电路的主要功能将其分为基本放大电路和反馈网络两部分，如图2-1所示。前者主要功能是放大输入信号，后者主要功能是传输反馈信号。基本放大电路的输入信号称为净输入量，它不但决定于输入信号（输入量），还与反馈信号（反馈量）有关。基本放大电路反馈网络净输入量反
10、馈量输入量输出量图1-1 反馈网络一、正反馈与负反馈根据反馈的效果可以区分反馈的极性，使放大点净输入量增大的反馈称为正反馈，使放大电路净输入量减小的反馈称为负反馈。由于反馈的结果影响净输入量，因而必然影像输出量。所以，根据输出量的变化也可以区分反馈的极性，反馈的结果使输出量的变化增大的为正反馈，使输出量变化减小的是负反馈。在各种放大电路中广泛地采用负反馈, 目的在于改善放大器各方面的性能, 即提高放大倍数的稳定性、减小非线性失真和抑制干扰、扩展频带、改变输入电阻和输出电阻。而正反馈多用于振荡电路中。二、电压反馈与电流反馈根据反馈信号所取自的输出信号的不同, 可分为电流反馈和电压反馈, 电压反馈
11、的放大电路具有稳定输出电压的作用, 即有恒压输出的特性, 使之接近一个恒压源; 电流反馈的放大电路具有稳定输出电流的作用, 即有恒流输出的特性, 使之接近一个恒流源。三、直流反馈与交流反馈如果反馈量只含直流量，则称为直流反馈，如果反馈量只含有较流量，则称为交流反馈。或者说，仅在直流通路存在的反馈称为直流反馈；仅在交流通路中存在的反馈称为交流反馈。在很多放大电路中，常常是交、直流反馈兼而有之。1.3 反馈在运放中的应用反馈电路在各种电子电路中都获得普遍的应用，尤其是在现代集成运算放大器中它的作用更加明显。由于集成运放大多采用三极管或MOS管，而三极管和MOS管的灵敏度都很高，他们对温度和电压等的
12、变化都特别敏感，因此如果运放中没有反馈电路的调节，那么运放会很不稳定，导致输出与理论出现严重偏差，所以反馈电路对运算放大器非常重要。现阶段的运放中的反馈电路一般分两种，一为开关电容共模反馈电路，一为连续时间共模反馈电路，它们各有优缺点，连续时间共模反馈电路对输出共模电压偏移的校推是连续进行的。但开关电容共摸反馈电路对输出共摸电压的反馈控制是离散的，是在每次电荷转移的半个时钟周期中完成的，校准也是在不断重复的半时钟周期内完成的.所以分析方法和连续时间共模反馈电路不同。因此在实际的运算放大器中两种反馈机理随电路需要而定。第二章 放大电路中的反馈2.1 运算放大器中的反馈在实用放大电路中，几乎都要引
13、入这样或那样的反馈，以改善放大电路某方面的性能。因此，掌握反馈电路是研究实用电路的基础。2.1.1 四种组态负反馈放大电路一、电压串联负反馈电路图2-1所示电路将输出电压全部作为反馈电压，而大多数电路均采用电阻分压的方式将输出电压的一部分作为反馈电压，如图所示。电路个点的瞬时极性如图中所标注。由图2-1可知，反馈量 （2-1）表明反馈量取自于输出电压，且正比于，并将于输入电压求差后放大，故电路引入了电压串联负反馈。图2-1电压串联负反馈电路二、 电流串联负反馈电路在图2-2所示电路中，若将负载电阻接在处，则中就可得到稳定的电流，如图2-3所示，习惯上常画成图（b）所示形式。电路中相关电位及电流
14、的瞬时极性和电流流向如图中所标注。由图可知，反馈量 （2-2）表明反馈量取自于输出电流，且转换为反馈电压，并将与输入电压求差后放大，故电路引入了电流串联负反馈。(a) (b)图2-2 电流串联负反馈电路三、电压并联负反馈电路在图2-3所示电路中，相关电位及电流的瞬时极性和电流流向如图所标注。由图可知，反馈量 （2-3）表明反馈量取自输出电压，且转换成反馈电流,并将与输入电流求差后放大，因此电路引入电压并联负反馈。图2-3 电压并联负反馈电路四、电流并联负反馈电路在图2-4所示电路中，各支路电流的瞬时极性如图所标注。由图可知，反馈量 （2-4）表明反馈信号取自输出电流，且转换成反馈电流，并将与输
15、入电流求差后放大，因而电路引入电流并联负反馈。图2-4 电流并联负反馈电路2.1.2 反馈组态的判断一、电压反馈与电流的判断若反馈量与输出电压成正比则为电压反馈；若反馈量与输出电流成正比则为电流反馈。通常可以采用负载短路法来判断。从概念上说，若反馈量与输出电压（有时不一定是输出电压，而是取样处的电压）成正比则为电压反馈；若反馈量与输出电流（有时不一定是输出电流，而是取样处的电流）成正比则为电流反馈。在判断电压反馈和电流反馈时，除了上述方法外，也可以采用负载短路法。负载短路法实际上是一种反向推理法，假设将放大电路的负载电阻RL短路（此时，），若输入回路中仍然存在反馈量，即，则为电流反馈；若输入回
16、路中已不存在反馈，即则为电压反馈4。判断电压反馈和电流反馈更直观的方法是根据负载电阻与反馈网络的连接方式来区分电压反馈与电流反馈。将负载电阻与反馈网络看作双端网络（在反馈放大电路中其中一端通常为公共接地端），若负载电阻与反馈网络并联，则反馈量对输出电压采样，为电压反馈。否则，反馈量无法直接对输出电压进行采样，则只能对输出电流进行采样，即为电流反馈。电压负反馈可以稳定输出电压；而电流负反馈则可以稳定输出电流。区分电压反馈与电流反馈只有在负载电阻变动时才有意义。如果固定不变，因输出电压与输出电流成正比，所以，在稳定输出电压的同时也必然稳定输出电流，反之亦然，二者效果相同。但是当负载电阻改变时，二者
17、的效果则完全不同，电压负反馈在稳定输出电压时，输出电流将更不稳定；而电流负反馈在稳定输出电流时，输出电压将更不稳定。图2-5 电压反馈与电流反馈的判断如图2-5 (a)，反馈电压，反馈量与输出电压成正比，故为电压馈图2-5 (b)，反馈电流，反馈量与输出电流成正比，故为电流反馈。也可用负载短路法来判断，如图2-6 (a)中，将短路时（此时，），如图2-6 (a)所示。由于输入回路中不存在反馈（），所以图2-6(a)电路为电压反馈。将图2-5 (a) 中短路时（此时，如图2-5(b)所示，输入回路中仍然存在反馈量（），说明反馈对输出电流取样，所以图2-6 (a)电路应为电流反馈。图2-6 负载短
18、路法判断电压反馈与电流反馈二、 串联反馈与并联反馈的判断图2-7所示为串联、并联反馈框图图2-7 串联、并联反馈框图串联反馈电路在结构上的特征是: 输人信号、反馈信号、净输人信号三者以电压形式在输人回路相串联。若将反馈网络与放大电路输人端的连接点(图中A 点)对地短路, 如图中虚线所示, 则输人信号仍能加至放大器件的两个输人端之间;并联反馈电路在结构上的特征是: 输人信号、反馈信号、净输人信号三者以电流形式在输人回路相并联。若将反馈网络与放大电路输人端的连接点(图中A 点)对地短路, 如图中虚线所示, 则输人信号不能加至放大器件的两个输人端之间。由此, 得出串联、并联反馈的短路判别方法为:令反
19、馈电路中反馈网络与放大电路输人端的连接点对地短路, 若输人信号仍能加至放大器件的两个输人端之间, 则为串联反馈; 若输人信号不能加至放大器件的两个输人端之间, 则为并联反馈5。2.2 反馈对放大电路性能的影响在放大电路中引入负反馈，虽然会导致闭环增益的下降，但能使放大电路的许多性能得到改善。例如，可以提高增益的稳定性，扩展通频带，减小非线性失真，改变输入电阻和输出电阻等。下面将分别加以讨论6。2.2.1 稳定放大倍数放大电路的增益可能由于元器件参数的变化、环境温度的变化、电源电压的变化、负载大小的变化等因素的影响而不稳定，引入适当的负反馈后，可提高闭环增益的稳定性。当放大电路中引入深度交流负反
20、馈时， ，即闭环增益几乎仅决定于反馈网络。反馈网络通常由性能比较稳定的无源线性元件（如R、C 等）组成，因而闭环增益是比较稳定的。一般情况下，为了从数量上说明增益的稳定程度，常用有、无反馈时增益的相对变化量的大小来衡量。用和 分别表示开环和闭环增益的相对变化量，此时用正实数A和F分别表示和的模，则闭环增的表达式变为 （2-5）对上式求导数得 (2-6) （2-7)将等式（2-5）两边分别除以 ，则得相对变化量形式，即 （2-8）由式（2-6）可见，加入负反馈后，闭环增益的相对变化量为开环增益相对变化量的，即闭环增益的相对稳定度提高了，愈大，即反馈越深，越小，闭环增益的稳定性越好7。2.2.2
21、改变输入电阻和输出电阻负反馈对输入电阻的影响取决于反馈网络与基本放大电路在输入回路的连接方式，而与输出回路中反馈的取样方式无直接关系（取样方式只改变的具体含义）。因此，分析负反馈对输入电阻的影响时，只需画出输入回路的连接方式，如图2-8所示。其中是基本放大电路的输入电阻（开环输入电阻），是负反馈放大电路的输入电阻（闭环输入电阻）8。图2-8 负反馈对输入电阻的影响1 串联负反馈使输入电阻增大2 与开环时相比，在串联负反馈放大电路中，由于反馈信号与输入信号在输入回路中进行串联比较，结果使基本放大电路的净输入信号下降，输入电流较之开环时为小，故闭环输入电阻比开环输入电阻高。反馈越深，增加得越多。由
22、图可知，开环输入电阻为 （2-9）有负反馈时的闭环输入电阻为 （2-10） 而 （2-11） 所以 （2-12）由此可知，引入串联负反馈后，输入电阻Rif是开环输入电阻Ri的（1+）倍。应当指出，在某些负反馈放大电路中，有些电阻并不在反馈环内，如共射电路中的基极电阻Rb，反馈对它并不产生影响。这类电路的方框图如图2-8(b)所示，可以看出 （2-13）而整个电路的输入电阻 （2-14）因此，更确切地说，引入串联负反馈，使引入反馈的支路的等效电阻增大到基本放大电路输入电阻的（1+）倍。但不管哪种情况，引入串联负反馈都将使输入电阻增大。2并联负反馈使输入电阻减小由图2-8(c)可见，在并联负反馈放
23、大电路中，反馈网络与基本放大电路的输入电阻并联，因此闭环输入电阻Rif小于开环输入电阻Ri。由于 ， （2-15） 而 （2-16） 所以 （2-17）此式表明，引入并联负反馈后，闭环输入电阻是开环输入电阻的1/(1+)倍。负反馈对放大电路输出电阻的影响负反馈对输出电阻的影响取决于反馈网络在放大电路输出回路的取样方式，与反馈网络在输入回路的连接方式无直接关系（输入连接方式只改变的具体含义）。因为取样对象就是稳定对象。因此，分析负反馈对放大电路输出电阻的影响，只要看它是稳定输出信号电压还是稳定输出信号电流8。1电压负反馈使输出电阻减小电压负反馈取样于输出电压，又能维持输出电压稳定，就是说，输入信
24、号一定时，电压负反馈放大电路的输出趋于一恒压源，其输出电阻很小。可以证明，有电压负反馈时的闭环输出电阻为无反馈时开环输出电阻的1/(1+)。反馈愈深，Rof愈小。2电流负反馈使输出电阻增加电流负反馈取样于输出电流，能维持输出电流稳定，就是说，输入信号一定时，电流负反馈放大电路的输出趋于一恒流源，其输出电阻很大。可以证明，有电流负反馈时的闭环输出电阻为无反馈时开环输出电阻的(1+)倍。反馈愈深，Rof愈大。2.2.3 展宽频带负反馈具有稳定闭环增益的作用，即引入负反馈后，由各种原因，包括信号频率的变化引起的增益的变化都将减小。为使分析简单，设反馈网络由纯电阻构成，而且基本放大电路在高频段和低频段
25、各仅有一个拐点，其高频增益的表达式为 （2-18）式中为开环中频增益为，开环上限频率。引入负反馈后，高频段闭环增益的表达式为 （2-19）分子、分母同除以，得 (2-20)式中 为中频区闭环增益，为闭环上取胜频率。同理，可求出闭环下限频率为 (2-21)由上述结果可见，引入负反馈后，中频闭环增益下降为上限频率扩展为，即通频带扩展到无反馈时的倍。如果基本放大电路有多个拐点，且反馈网络又不是纯电阻网络时，问题就比较复杂了，但是通频带展宽的趋势不变。2.2.4 减小非线性失真三极管、场效应管等有源器件具有非线性的特性，因而由它们组成的基本放大电路的电压传输特性也是非线性的，当输入正弦信号的幅度较大时
26、，输出波形就会产生非线性失真9。引入负反馈后，将使放大电路的闭环电压传输特性曲线变平缓，线性范围明显展宽。在深度负反馈条件下， ，若反馈网络由纯电阻构成，则闭环电压传输特性曲线在很宽的范围内接近于直线，输出电压的非线性失真会明显减小。需要说明的是，加入负反馈后，若输入信号的大小保持不变，由于闭环增益降至开环增益的 ，基本放大电路的净输入信号输出信号也降至开环时的 ，显然，三极管等器件的工作范围变小了，其非线性失真也相应地减小了。为了去除工作范围变小对输出波形失真的影响，以说明非线性失真的减小是由负反馈作用的结果，必须保证闭环和开环两种情况下，有源器件的工作范围相同（输出波形的幅度相同），因此，
27、应使闭环时的输入信号幅度加至开环时的 倍，另外，负反馈只能减小反馈环内产生的非线性失真，如果输入信号本身就存在失真，负反馈则无能为力。2.3 共模反馈电路及源跟随器全差分运算放大器是模拟集成电路中的一种极其关键的电路单元，在它的线性应用中,要求其具有很高的增益和较大的输出摆幅。而差分运放大多采用具有很大交流阻抗的恒流源作为负载以实现较高增益，但这通常会带来一个问题，即输出共模电压难以稳定。因此需要加入能稳定共模电压的负反馈电路，从而保证运放的正常工作10。2.3.1 共模反馈电路定义为了理解共模负反馈（Common Mode Feed Back），从一个简单的电流源负载差分放大器开始分析，由于
28、放大器常常闭环使用，且为分析问题起见，将输入和输出短接，如图2-9所示：图2-9 共模反馈机理在这种情况下，节点X 和Y 的共模电压将很难稳定，因为差分对的每一边的电流为Iss/2，因此依赖于M3 和M4 处于饱和状态的漏源电流 和 与Iss/2 的接近程度。假如由于工艺离散性或参考电源给出的电压发生变化而造成了M3、M4 处于饱和区的漏源电流略大于Iss/2，则为了满足kirchoff 电流定律，节点X 和Y 的电压必须升高以使M3、M4 进入线性区来满足=Iss/2，此时的输出共模电压将高于正常工作点；同理若M3、M4 处于饱和区的电流小于Iss/2，那么将低于工作点。这可以从另一个角度来
29、定量的理解。图2-10 高增益运放的简单模型图2-10所示为高增益运放的简单模型，假如PMOS 和NMOS电流镜存在不匹配，即IP 不等于IN，那么 就会给输出共模电压造成的变化，其中和分别为PMOS 和NMOS电流镜的输出电阻，例如：若I =15A = 266K，则将偏移高达3.99V，此时运放根本不能正常工作。所以在实际运用中需要一个负反馈网络来稳定输出共模电压，即：共模负反馈（CMFB）。这个CMFB 必须能感应 的变化，并能根据变化调节电路偏置从而稳定11。2.3.2 共模反馈电路的组成共模反馈电路通常由三部分组成：（1）共模电平检测电路；（2）与一个参考电压进行比较的比较电路；（3）
30、将比较结果放大后反馈回差分放大器的放大电路；2.2.3 源跟随器的定义与作用近几年，VLSI 技术飞速发展, 集成电路中晶体管尺寸越来越小，栅长最小尺寸已达到0.1Lm 程度，随着集成电路向超微细化、超高密度化的发展,，在一个标准芯片上的电路规模不断扩大，大型电路系统的芯片化已可实现。这时，占芯片面积80%以上的布线的寄生电容就成为导致整个系统的工作速度下降的主要原因之一12。例如，对于微型中央处理器要使用系统时钟来控制整个芯片的动作，这时，常常是由一个时钟电路来产生带动整个芯片动作的各种控制信号。也就是说，提供时钟信号的布线将很长，有时可达到几厘米. 如何高速的驱动这种具有大电容负载的数据线
31、，是我们所面临的重大课题。 另一方面，输出端缓冲电路也必须驱动比基本栅极大数千倍甚至数万倍的外部负载。由此可知，负载驱动缓冲电路是集成电路中不可缺少的重要部分。为了驱动大电容负载，通常采用由超大栅宽CMOS反相器所组成的缓冲电路13。但是, 栅宽过大使缓冲电路本身也成为了不容忽略的电容负载。为此，CMOS源极跟随器引起我们的注意。由于CMOS源极跟随器具有输入与输出同相的特点，栅极电容可以等价地看作很小，因此CMOS源极跟随器被越来越多的应用于现代集成电路的设计中。第三章 采用源跟随器的共模反馈电路的设计与仿真由于在高增益放大器中输出共模电平对输入电压的变化、器件的特性和失配等相当敏感, 而且
32、不能通过差动反馈来达到稳定, 因此, 必须增加共模反馈( CMFB) 网络来稳定电路的共模电平和静态工作点, 以避免器件偏离饱和工作态, 失去对信号的放大作用。CMFB 本质上是一个负反馈网络, 通过检测两个输出端的共模电平, 并有根据地调节放大器的一个偏差电流, 从而达到稳定直流电压的目的14。本文设计了一种新的共模反馈( CMFB) 电路, 与频率补偿电路一起, 使该电路具有较高的增益和带宽, 同时使共模输出电压稳定在电源电压的一半附近, 保证输出电压摆幅能达到最大。3.1 电路结构及参数3.1.1 电路结构共模反馈电路一般结构如图3-1所示：图3-1共模反馈电路结构本文采用的共模反馈电路
33、如下所示：图3-2 共模反馈整体电路图3-2所示为CMFB电路,第部分为共模电平检测电路, 由上下两个完全对称的检测电路构成, 其两输入端分别与差分运放的输出端( OUT+ 、OUT-) 连接; 第部分为由六个MOS管和一个电阻构成的电流源，为比较器提供偏置。第部分为双端输入单端输出结构的比较器。3.1.2 共模检测电路原理下面详细分析该共模检测电路的工作原理:假设图中第一级共模输出电压有较小的电压变化V, 则MN2 电流增加值为V, MN1电流减小值为V。设计时, 使MN1、MN2相同,即有= , 则作为二极管连接的MN3、MN4中电流值不变, 那么N1节点电压亦保持不变(设置在 = 0.
34、5左右)。同理, 可以推知P1 节点电压同样不变。那么,共模检测电路输出节点( CM)电平为一恒定值( = 0. 5左右)。此时, 差分输出电压变化小, 共模检测电路中各个管子均正常工作, 两对称的检测电路任存其一即可完成任务; 而当差分输出电压变化较大, 致使共模检测电路输入对管之一处于截止状态, 则需要两者协同工作, 才能维持电路稳定。假设共模检测输入电压为： = 0.5V ， = 0.5V。其中，V大于0且较大,使MN1、MP2均截止，那么： =+ = 0.5 + V ，且： = = 0.5+V= （3-1）共模检测输出电压为= ，而= ，= 。将这两个电压值代入共模检测输出电压公式：
35、= 0. 5 + 0. 5 (3-2)由MOS管饱和电流公式= ，对二极管连接方式的MN3管，有： （3-3）同理可得： （3-4） （3-5） （3-6）其中，由(3- 1)及( 3-3) ( 3-6) 式，有：将这个结果代入( 3-2) 式, 可得： = 0. 5。此即表示，在差分输出电压变化较大的情况下， 依然能保持恒定。综上所述，可以推知，无论差分输出如何变化,共模反馈电路均能稳定电路的直流工作点。3.1.3 计算电路参数基于0.5m CMOS工艺，共模反馈电路的设计指标如表：表3-1 技术指标增益相位裕量 带宽ICMR功耗10DB 6010MHZ14v2mw根据以上给出的性能指标，结
36、合CMOS器件理论计算公式，提取典型工艺参数计算出各MOS管参数，过程如下所示：分配电流：考虑单位增益带宽要尽可能大，在参照以上比例的同时稍微加大第一级的电流，分配如下： 令放大管M1 的过驱动电压为0.2V,则：选取选取选取M3 和M4 构成电流镜负载，当时镜像最好，失调最小。这时有：选取由输出动态范围确定。输出范围1-4.V,则M5过驱动电压为0.5V。选取=1um，则=18um选取=1m,则=5m表3-2 管子尺寸M1M2M3M4M5M6M7M8M9M10M11M12M13M14M15M16M17M18M19M20M21M22W58583939187270555555444884488L
37、1122111111111222112211经相频幅频仿真分析，开环增益为32.73dB，单位增益带宽为66.81MHz，输出摆幅为由0.62V到3.84V不能达到指标要求。仿真结果如下图所示。图3-3 相频及幅频特性曲线图图3-3为整体电路相频及幅频特性仿真图，上是相位裕量仿真下是电路增益仿真，可以看出电路的开环增益为32.73dB，相位裕量267.15，单位增益带宽66.81MHz不能满足设计要求。图3-4 电路摆幅仿真图图3-4为电路摆幅仿真图，由图看出电路的输出摆幅变动为由0.62V到3.84V，摆幅不满足设计要求（14V）。由于，输出摆幅及幅频特性均不满足设计要求，因此需对电路进行改
38、进，为了得到更大的输出摆幅、电路增益和更好的相位裕度整体电路作如下改进：图3-5 改进后的共模反馈整体电路上图3-5所示为改进后的整体电路图，为了得到更好的相位裕度在输出级加入频率补偿管M14及电容Cc，为了得到更大的输出摆幅，因此输出端加入共源极MOS管M7，M6形成源跟随结构。根据以上给出的性能指标，结合CMOS器件理论计算公式，提取典型工艺参数计算出MOS管参数，过程如下所示：为了得到60的相位裕度，理论上要求零点在10GBW之外，可以证明： 即：可以得到：令放大管M6 的过驱动电压为0.2V,则：选取由输出动态范围确定。输出范围1-4.V,则M7过驱动电压为0.5V。选取=1um，则，
39、=70um表3-2 调整后的MOS管参数值M1M2M3M4M5M6M7M8M9M10M11M12M13M14M15M16M17M18M19M20M21M22W58583939187270555555444884488L11221111111112221122113.2 仿真结果采用Tanner EDA电路仿真工具，并利用CSMC 0.5um工艺模型参数，可对电路进行仿真，仿真结果如下：图3-6 改进后相频及幅频特性曲线图图3-6为电路功能仿真，图中虚线为输入电压Vin，中间黑色实线为输出电压Vcm可以看出无论差分输出如何变化,共模反馈电路均能将电路的直流工作点稳定在2.5V图3-7 改进后相频
40、及幅频特性曲线图图3-7为加入频率补偿后的整体电路相频及幅频特性仿真图，上是相位裕量仿真下是电路增益仿真，可以看出电路的开环增益为45.21dB，相位裕量64.68，单位增益带宽138.04MHz满足设计要求。图3-8 改进后电路摆幅仿真图图3-8为电路摆幅仿真图，由图看出再加入共源极跟随器后电路的输出摆幅变动为由0到电源电压，摆幅为05V满足设计要求（14V）。图3-9 输出电流图图3-9为整体电路的输出电流，Iout=158uA,计算功耗=5V15810-6A=0.79mW满足设计要求。图3-10 温度大小对电路的影响图3-10中上面的波形为输入温度大小对电路的影响，从上至下分别为80、6
41、0、45、20、0是的输出曲线。第四章 共模反馈电路的版图设计4.1 版图设计版图是将电路中所有元器件及其相互连接转换成能进行芯片光刻加工、正确可靠的掩模图形数据，是集成电路物理设计的结果，同时也是集成电路设计与制造之间的惟一联系15。版图设计在整个集成电路设计中占有着重要的地位，它直接影响芯片最终的性能和功能。特别是对于模拟集成电路的版图设计，它比数字集成电路的版图设计要求更高，平面布局及各器件几何图形的设计都会对芯片的性能产生明显的影响，在设计版图时应注意采取措施控制器件之间的串扰、失配、噪声等效应，要针对每个晶体管进行电路参数和版图优化，以获得最佳的性能及最小的芯片面积16。在版图设计中,为了提高MOS晶体管的匹配,应按照MOS晶体管匹配原则进行版图设计,具体如下：1.将大尺寸MOS晶体管分成相同的叉指(finger)图形。2.尽可能地使用共质心版图结构。3.使MOS晶体管的排列方向一致。4.在阵列晶体管的末段放置虚拟(duminy)段。5.把晶体管放在低应力梯度区域。6.在有源栅区上方不要设置接触孔。7.匹配MOS晶体管的版图应仅可能紧凑。8.尽量避免金属连线穿过有源栅区。9.
