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1、一种基于CPW馈电的宽带共形天线的设计（解放军理工大学通信工程学院，南京 210007）1 （东南大学毫米波国家重点实验室，南京 210096）2摘 要：本文首先设计了一种宽带宽缝隙平面天线，采用共面波导方式（CPW）馈电，仿真结果表明平面天线的的阻抗带宽（S1110dB）覆盖7.29.2GHz，中心频率为8GHz，辐射特性稳定。使之与柱体共形，共形后天线的谐振点向右偏移，阻抗带宽覆盖810GHz ，天线定向辐射增强，最大增益可达5.1dB，辐射特性稳定。天线的结构简单，易于和载体共形。关键词：宽频带，薄介质板，共面波导馈电，宽缝隙天线，共形Design of a Wideband Confo
2、rmal Antenna Based on CPW-fedHAN Zhen-ping1，QIAN Zu-ping1,2，LIU Zong-quan1（Institute of Communication Engineering，PLA University of science & technology，Nanjing 210007）1（National Laboratory of Millimeter-wave，Southeast University，Nanjing 210096）2Abstract: In this paper，a wideband wide aperture anten
3、na using thin substrate was proposed. The antenna is fed by coplanar waveguide（CPW）. The simulated results show its impedance bandwidth covers from 7.29.2GHz and it has stable radiation capability. Then the planar antenna was mounted on the cylinder and the resonant frequency rises and the impedance
4、 bandwidth is from 810GHz. Its directional radiation performance gets intensity with the maximum gain is 5.1 dB and the radiation is stable. Its size is small and it has simple structure，it can be conformed to mounting hosts easily.Keywords: wideband; thin substrate; coplanar waveguide fed; wide ape
5、rture antenna; conformal1 引言共形天线可与飞机、火箭、导弹、舰船、车辆等移动载体共形，即节省空间又具有较小的雷达散射截面（RCS）和良好的空气动力学性能。已广泛应用于电子战、雷达、导航、通信等领域。由于现代作战飞机要完成多功能任务，往往需要安装工作在不同频段的天线，而天线数量的增多会对飞机产生额外的空气阻力，还会产生天线耦合以及电磁兼容等问题，提高了设备的成本和复杂度。宽频带共形天线可以很好的解决这些问题，已经受到了越来越多的研究人员的关注，但相应的研究成果却很少。共面波导馈电的印刷宽缝隙天线是目前研究的热点。该类天线是利用共面波导导带作为馈源对缝隙进行激励，采用不同
6、的缝隙或者馈源结构，可以获得很宽的阻抗带宽。采用内导带开路馈电，可得30的驻波比带宽2，共面波导内导带伸出的部分变宽，调节矩形贴片的宽度、长度以及贴片与缝隙的距离，可获得约60的带宽3，而圆形贴片作馈源的共面波导馈电宽缝隙天线，天线的驻波比带宽可增大到1434；用椭圆形贴片替代圆形贴片，可使天线的覆盖频率范围达1320GHz以上5。本文结合CPW馈电宽缝隙印刷天线的优点，设计了一种工作于7.29.2GHz的CPW馈电的宽带宽缝隙天线。体积小，剖面低，易于共形。为下一步共形天线展宽频带以及阵列的研究打下了很好的基础。2 平面宽缝隙天线结构设计天线结构如图1所示，共面波导内导带终端开路，作为馈源对
7、缝隙进行激励。天线的缝隙结构等效于一个匹配网络，通过调节导带的长度L1，缝隙长度L2、L3，导带与地板的窄缝隙g，可以达到良好的阻抗匹配。微调宽缝隙的尺寸W、W1，可以调整谐振点的位置。图1 平面天线结构示意图共面波导的特性阻抗由介质基片的厚度h，相对介电常数r，馈电导带的宽度w，导带与金属地板之间的缝隙间隔g等参数共同决定。为实现50欧姆阻抗匹配，由文献6中的公式计算导带宽度w为0.35mm。介质板选择相对介电常数r=2.55的F4B-2型介质板，厚度h=0.2mm。基于设计的要求，中心频率f0=8.0GHz，经计算得到W=14mm，L=12mm。地板与距离矩形缝隙边沿大于g/4。地板大小A
8、B为40mm40mm。综合以上分析，通过优化仿真，天线获得最佳匹配时的各个参数的取值大小为W=14.4mm，L=12mm，L1=20mm，L2=12mm，L3=4mm，L1=4mm，W1=4.4mm，w=0.7mm，g=0.1mm。对应的回波损耗曲线如图2所示。S1110dB的阻抗带宽覆盖7.2GHz9.2GHz，谐振点位于8.0GHz处。天线的E面和H面方向图如图3所示，频率分别为f=7.2GHz、f=8.0GHz、f=9.2GHz。可以发现平面天线的辐射方向图关于主轴z轴几乎是对称的的。H面方向图在呈现较好的全向性，E面方向图和偶极子相近，呈“8”字形。随着频率的增大，方向图并没有出现副瓣
9、，保持了稳定的辐射特性。图2 回波损耗S11最优曲线（a）f=7.2GHz （b）f=8.0GHz（c）f=9.2GHz 图3 平面天线方向图的仿真结果3 共形天线仿真分析平面天线与柱体共形后的结构如图4所示。柱体高度L为60mm，半径R为30mm。天线的回波损耗到S11曲线如图5所示。由图可以看出，天线的谐振点的位置发生了较大的偏移，位于9.1GHz处。匹配状况也随之发生改变，阻抗带宽（S1110dB）覆盖810GHz。主要原因是由于平面天线与柱面共形后，结构发生改变，同时柱体的各项参数包括介电常数、半径以及高度都会对天线的匹配产生影响。图4 柱面共形天线结构示意图图5 共形天线的回波损耗S
10、11曲线天线的E面和H面方向图如图6所示，频率分别为f=8GHz、f=9.1GHz、f=10GHz。可以发现天线的方向图变化较大，呈定向辐射。H面的方向图出现了副瓣，辐射强度较弱。E面基本保持了偶极子特性，呈“8”字形，最大辐射方向沿着Z轴，最大增益可达5.1dB，定向辐射较好。 （a）f=8.0GHz （b）f=9.1GHz （c）f=10GHz 图6 共形天线方向图的仿真结果4 结论本文设计了一种共面波导方式（CPW）馈电的宽带宽缝隙平面天线，实验表明共形之后天线的阻抗特性和辐射特性发生显著变化。天线的谐振点向右偏移，阻抗带宽覆盖810GHz ，天线的定向辐射增强，最大增益可达5.1dB，
11、在工作频段内辐射特性稳定。天线尺寸为，体积小，结构简单，加工方便，易于共形。参 考 文 献1C.P. Wen. Coplanar Waveguide: A Surface Strip Transmission Line Suitable for Nonreciprocal Gyromagnetic Device Application J. IEEE Trans. Microwave Theory Tech，1969，17（12）:1087-1090.2X.Ding andA.F. Jacob. CPW-fed slot antenna with wide radiating aperture
12、s J. IEE Proc. Microwaves，Antennas and Propagation. Feb. 1998，145（1）:104-108.3H.D. Chen. Broadband CPW-fed square slot antenna with a widened tuning stub J. IEEE Trans on Antennas and Propagation，Aug. 2003，51（8）:1982-1986.4T.A. Denidni and M.A. Habib. Broadband printed CPW-fed circular slot antenna
13、J. Electronics Letters，2006，5（2）:294-297.5H.D. Chen and H.T. Chen. A CPW-fed dual-frequency monopole antenna J. IEEE Trans on Antenna and Propagation，2004，52（4）:978-982.6S.Gevorgian，L.J.P. Linner and E.L. Kollberg. CAD models for shielded multilayer CPW J. IEEE Trans. Microwave Theory Tech，1995，43（4
14、）:772-779. 共形混合隐显式时域有限差分方法应用于不规则贴片天线的研究戴婧怡1 兰 婧1 杨 阳1，2（南京航空航天大学电子信息工程学院，南京 210016）1 （毫米波国家重点实验室，南京 210096）2eeyy 摘 要：本文提出共形混合隐显式时域有限差分方法，用于计算不规则形状贴片天线周围的场分布，该方法既可以克服阶梯近似法的误差，提高计算精度，同时相比较共形时域有限差分方法可以减少计算时间，提高计算效率。文中给出算例证明该方法可有效提高计算的精度和效率。关键词：共形技术，混合隐显式时域有限差分，不规则贴片天线Research on Irregular Path Antenna
15、Usingthe Approach of Conformal HIE-FDTD MethodDAI JingYi1，LAN Jing 1，YANG Yang1，2 （College of Electronic Information Engineering，NUAA，Nanjing 210016）1（National Key Laboratory of Millimeter Waves，Nanjing 210096）2Abstract: In this paper，a Conformal HIE（hybrid implicit-explicit）-FDTD is proposed to ana
16、lyze the irregular path antenna. The proposed method can overcome the error caused by staircase and allow larger step-size than Conformal FDTD. The accuracy and efficiency of Conformal HIE-FDTD are verified by numerical simulation results. Keywords: Conformal FDTD; HIE-FDTD; Irregular path antenna1
17、引言 基金项目：国家自然科学基金项目（60901007）、毫米波国家重点实验室开放性试验项目（K200906）贴片天线具有许多优点，比如损耗低，质量轻，易于制造等。随着微波技术的发展，对贴片天线性能的要求也在提高，常常要求贴片天线具有非规则的形状。之前有研究将共形技术引入到时域有限差分方法当中1，2（conformal finite-difference time-domain，简称CFDTD），但共形网格需要满足一定的条件3，可能会要求减小时间步长以保证算法的稳定性，这样就需要增加计算时间。而在用阶梯近似法模拟不规则的边沿，若将网格进行精细剖分，也能使计算结果更加精确，这样一来CFDTD方法
18、的优势并不明显。本文提出将共形技术应用到混合隐显式时域有限差分方法（conformal hybrid implicit-explicit简称CHIE）中，在不降低计算精度是同时，可大大节约计算时间。2 理论由于YEE网格本身是方形的，在对不规则形状金属贴片天线结构进行网格剖分时，有些边缘并不能与网格线重合，图1所示为圆形贴片天线俯视图的一个象限。弧线为金属部分与介质部分的分界线，分界线上方为金属，下方为介质，打点的网格为处于分界线上网格，即需要进行共形的网格。图1 不规则天线示意图 图2 共形网格示意图用共形方法计算天线周围的场分布时，需要考虑如图2所示的位于介质部分的切向电场分量和网格内的法
19、向磁场分量。图2所示网格称为共形网格。1997年Dey S和Mittra 提出了一种共形算法4，用该算法处理共形网格时，电场分量不需要作修改，仍按一般的迭代式进行。磁场分量只要求修改式（1）的法拉第积分环路为导体以外的部分。 （1）应用该方法修正磁场值时，始终认为磁场量位于共形网格的中心，且不论中心位于导体内还是在介质内，都需要对磁场值进行修正。由表达式（1）可得到相应的差分形式表达式（2）：（2）式中：为网格中除去金属部分以外的面积（为了方便，本文将该面积称为共形网格面积）；为金属以外的边长。当网格为正常网格时，表达式中共形网格面积即为；同时即为，则（2）变为一般的迭代公式。因此在迭代前，需
20、要先判断网格是否为共形网格，再选择相应的磁场迭代公式。需要注意的是：为了保证算法的稳定性，共形网格必须满足以下两个条件：设a)共形网格面积应该大于规则网格面积的5%。b)共形网格中的最长相对边长与该网格相对面积的比率应小于12.由于计算共形网格的围线路径均是沿着介质部分边缘进行的，因而可能会存在不满足上述条件的法拉第环路所包围的小面积。设临界面积为（3）当判断出共形网格面积大于时，取实际的面积；当共形网格面积小于，即取。本文应用文献4提出的方法5，取为1/6。越大，则越接近阶梯法，当时，则退化为阶梯法；越小，计算结果则越精确，但可能也会导致不稳定的发生。为保持稳定，需要适当减小时间步长。混合隐
21、显式时域有限差分方法6在2006年被提出。该方法中，磁场分量在差分格式上与传统时域有限差分方法相同，电场分量在差分格式上，则是在两个方向采用隐式形式、一个方向采用显式形式，这样时间步长仅与两个隐式的方向有关。由于贴片天线在介质厚度方向不需要剖分得很细，可以相对增加空间步长，因此在选择隐式方向时，需要有x（介质厚度）方向。本文取x和y方向采用隐式，z方向采用显式。这样可取的时间步长为 （4）与仅与x，y方向有关。因此，可将适当取大，即可减少计算时间而又不会降低算法的稳定性综上，在应用共形混合隐显式时域有限差分方法对不规则天线结构进行计算时候，首先需要找出共形网格，并按共形算法稳定性条件的要求，确
22、定出其网格参量。在迭代计算时，电场分量采用x，y方向隐式形式，z方向显式形式，磁场分量根据是共形或非共形网格选择迭代公式进行计算。3 算例圆形贴片天线的结构如图3（a）、（b）所示，微带线距无限大接地平面为1.59mm，微带线与接地平面之间为介电常数的介质。微带线上方1.59mm处有一圆贴片天线，微带线与天线之间为同种介质。取： 。分别用共形时域有限差分方法、共形混合隐显式时域有限差分方法对该结构进行计算，得到时域波形如图4，对时域结果进行一定的处理和傅里叶变换，可以得到天线的回波损耗曲线如图5。将图5和文献2相比较，由于与文献相比剖分更加细，本文计算结果更接近矩量法值。表格1给出了各种方法用
23、时的比较，综合图表可以看出本文提出的方法计算结果较为理想，同时相比较CFDTD，计算时间节省了约31%。图3 结构示意图图4 时域波形图图5 回波损耗图表1 两种方法用时比较Courant=1Courant=3CFDTD3162.39 sCHIE6551.78 s2206.60 s4 结论本文提出的共形混合隐显式时域有限差分方法，可用于不规则贴片天线结构周围场分布的计算。算例结果表明，在不牺牲计算精度的前提下，计算效率可大大提高，当时间步长取为3倍时，可节约时间约31%。随着时间步长的增加，效率还可进一步的提高。参 考 文 献1 W. Yu，R. Mittra，D. Arakaki，and D
24、. H. Werner，A Locally Conformal Finite-Difference Time-Domain（FDTD）Algorithm for Modeling Three-Dimensional Perfectly Conducting Objects，Microw.Opt.Technol.Lett，vol.27，no.5，pp.136-138，20002 WenhuaYu，Raj Mittra，A Conformal FDTD Software Package Modeling Antennas and Microstrip Circuit Components，IEEE
25、 Antennas and Propagation Magazine，Vol.42，No.5，October 20003 葛德彪，闫玉波，电磁波时域有限差分方法（第二版），西安电子科技大学出版社，20054 W. Yu，R. Mittra，A conformal FDTD algorithm for modeling perfectly conducting objects with curve-shaped surfaces and edges，IEEE Trans. Antenna Propagat，vol.45，no.2，pp.254-263，19975 Q.L.Li and H.Don
26、g，A Simplified CFDTD Algorithm for Scattering Analysis IEEE6 J.Chen and J.Wang，A 3-D hybrid implicit-explicit FDTD scheme with weakly condictional stability，Microw. Opt. Tech. Lett，vol 48，pp.2991-2294，Nov.2006MIMO雷达共形天线设计刘 丹 刘景萍（南京理工大学电子工程与光电技术学院，南京 210094）Liudan198715摘 要：本文主要是对35GHz的MIMO雷达共形天线的设计研究
27、。采用微带贴片天线，利用HFSS软件进行仿真优化，得到了理想的带宽、增益和副瓣电平。在设计频段35GHz内电压驻波比（VSWR）1.5。该天线结构适用于MIMO移动端多天线，可满足MIMO机载雷达使用多天线的需求。关键词：微带天线，MIMO雷达The Design of Conformal Antenna of A Multiple-Input Multiple-Output（MIMO）RadarLIU Dan，LIU Jing-ping（School of Electronic Engineering and Optoelectronic Technology，NUST，Nanjing 21
28、0094）Abstract: This paper is mainly about the design of a conformal antenna of Multiple-Input Multiple-Output radar working at 35GHz. Based on the microstrip antenna theory，using HFSS software; we get a simulation result with the ideal bandwidth，gain and SLL. The VSWR at the center frequency of 35GH
29、z is less than 1.5. This antenna is suitable for multi-antennas on MIMO mobile terminal，and meets the requirements of using multi-antennas on MIMO airborne radar.Keywords: microstrip antennas; MIMO radar1 引言 基金项目：MIMO雷达共形天线技术MIMO雷达是近年来提出的一种新的雷达体制，它的新颖性在于采用与常规雷达相反的技术，即利用目标的闪烁来提高雷达系统的性能，并成为国内外的研究热点1 。
30、在MIMO无线通信理论所取得的重大发展的推动下，国内外多家科研院所和企业都积极进行MIMO通信技术的研究与现场测试，提出了多种编码算法与信道模型，并研制了多种MIMO天线，进行了信道相关性、天线互耦与信道互耦等研究2。发射与接收天线是MIMO雷达系统的重要组成部分，其性能直接影响MIMO雷达的性能。本文利用微带天线技术，设计出一种工作在35GHz频段，与直径为60mm的圆柱共形的天线，该天线具有高隔离度、低成本的优点，同时还减小和降低了天线尺寸和高度。2 MIMO雷达基本原理在MIMO雷达系统中，设有M个发射天线，N个接收天线，来自M个发射天线的每一个发射信号在接收时必须以某一种方式分离开，可
31、以时间、频率、多元编码的形式分离3。理想情况下，为了减小发射信道相互之间的泄漏干扰，MIMO雷达发射的是相互正交的波形。发射时，MIMO雷达通过对数字收发单元的控制，使每个天线发射的波形S1（t），S2（t），SM（t）相互正交。在接收时，采用数字延时或DBF技术形成多个高增益的接收波束，多波束将覆盖发射波束所覆盖的空域范围。测量目标的距离4是雷达的基本任务之一。无线电波在均匀介质中以固定的速度直线传播。如图1所示，雷达位于A点，而在B点有一目标，则目标至雷达站的距离（即斜距）R可以通过测量电波往返一次所需要的时间t得到，即 （1）图1 目标距离的测量时间t，也就是回波相对于发射信号的延迟。因
32、此，目标距离测量就是要精确测定延迟时间t。根据雷达发射信号的不同，测定延迟时间通常可以采用脉冲法、频率法和相位法。为了确定目标的空间位置，雷达在大多数应用情况下，不仅要测定目标的距离，而且还要测定目标的方向，即测定目标的角坐标4，其中包括目标的方位角和高低角（仰角）。雷达测角的物理基础是电波在均匀介质中传播的直线性和雷达天线的方向性。3 MIMO雷达共形天线设计及仿真3.1 MIMO雷达天线单元设计微带天线设计第一步是选择介质材料，并确定其厚度h，因为介质基片材料将直接影响微带天线的性能指标5。本项目采用的介质板是美国Rogers公司生产的RT/duroid 5880（=2.2），厚度为0.5
33、mm的型号。选择好介质基片之后，应先确定金属片的尺寸，我们可以根据经验公式（2）、（3）、（4）、（5）来计算贴片的长和宽。 （2） （3） （4）（5）图2 矩形贴片天线单元模型图3 矩形贴片天线单元S参数图4 矩形贴片天线单元增益图5 矩形贴片天线单元VSWR算出微带天线尺寸后，进行天线仿真，最终得出贴片长2.48mm，宽3.38mm。从图3可以看出，天线的S11达到-16dB，可见回波损耗比较小。从图5可以看出，VSWR2时的相对带宽为6.5%。3.2 MIMO雷达天线串阵设计微带天线单元增益一般为68dB，为了获得更大增益，同时实现特定的方向性要求，本文采用由微带辐射元组成的微带阵列天
34、线。本设计要求最大增益方向与共形圆柱轴线成60的夹角，因此采用终端开路的驻波天线。设计时调节单元之间的间距和电流相位差，即可达到波束偏移的效果。若从端射方向起算的主波束指向角为，则 （6）式中，S是贴片之间的距离，是介质中波长。对于均匀侧射阵，其第一副瓣电平为-13.5dB，为了获得更低的副瓣，本文采用贴片宽度加权的方法来降低副瓣电平6。通过调整阵元宽度，改变阵元的辐射导纳，从而实现对电流幅度分布的改变。本设计采用8片贴片天线，电流分布采用泰勒分布，第一副瓣电平选-20dB，用matlab计算出各级归一化电流值为：0.2577，0.4288，0.7685，1，1，0.7685，0.4288，0
35、.2577。通过上述分析，最终确定单元间距为3.84mm。因为波束偏移是偏向馈电端，如图6所示，右端4片贴片天线需绕线来满足偏角。这样对于整个阵列来说，可满足从左到右，电相位依次滞后（或超前）。以下各图为仿真结果。从图9可以看出，频带宽度展宽了，相对带宽达到了12%。从图8可以看出，波束指向30，即与阵列所在平面夹角为60。最大增益为12.6dB，第一副瓣电平为-15.6dB，3dB波瓣宽度为25。第一副瓣电平不是很低主要是设计中单个调节各单元辐射导纳来实现各级的电流分布，没有考虑单元之间的耦合作用。图6 串馈阵天线模型图7 串馈阵天线S参数图8 串馈阵天线E面方向图图9 串馈阵天线VSWR3
36、.3 MIMO雷达天线共形设计共形天线是天线单元附着在非平面表面上的天线阵。在某些特殊领域内其作用是平面阵无法替代的，比如高速飞行器上的天线阵，出于节省空间、减少空气阻力的考虑必须采用共形天线。本设计选用4副天线，均匀分布在圆柱上。图11为MIMO雷达共形天线S参数，从图中可以看出，4副天线阵之间的隔离度比较高。因为天线是关于圆柱对称分布的，所以每副天线的左右两副天线的隔离度是一样的，都为-60dB左右，对面天线的隔离度为-75dB。图10 MIMO雷达共形天线模型图11 MIMO雷达共形天线S参数4 结论MIMO雷达技术已经成为国内外一个研究热点。同时，微带天线也由于其诸多优点，成为当前研究
37、的热点，并且在通信和导航等领域具有很好的应用前景。本文正是利用了微带天线低剖面，易共形的特点设计了MIMO雷达共形天线。在天线设计中，使用了蛇形线结构，以此达到波束偏移的效果，同时使用了泰勒电流分布，达到了降低副瓣的效果。这为以后的设计积累的一定的经验。参 考 文 献1 何子述，韩春林，刘波.MIMO雷达概念及其技术特点分析J.电子学报，2005，33（12A）:143-1472 强勇，张冠杰，李斌.MIMO雷达进展及其应用研究J.火控雷达技术，2010，33（1）:1-10.3 田润澜，常硕，王德功.一种新型体制雷达MIMO雷达J.中国雷达，2008，1:4-8.4 丁鹭飞，耿富录.雷达原理
38、M.西安:西安电子科技大学出版社，2003.5 方大纲.天线理论与微带天线m.科学出版社，2006.6 傅亦源.低副瓣合成微带天线阵研究学位论文长沙:国防科技大学电子科学与工程学院，2003作者简介：刘丹，女，硕士，主要研究领域为毫米波天线的设计；刘景萍，女，副教授、硕士生导师，主要研究领域为毫米波天线的设计研究、高速运动目标的信号接收及其处理研究等。一种共形球面螺旋天线牛雪杰 冯尚森（中国空间技术研究院西安分院，西安710000）摘 要：共形天线以其剖面低，重量轻，易集成等优点，广泛应用于航空航天，导航制导等领域中。而螺旋天线以其圆极化，波束宽和宽带特性被广泛的应用于各种领域。将二者结合起来
39、，将天线均匀的绕在一个球面上，就形成了球面螺旋天线。本文针对球面螺旋天线进行了分析并给出了仿真结果。关键词：共形天线 球面天线 A Conformal spherical helical antennaNiu Xuejie Feng Shangsen（China Academy of Space Technology of Xian，Xian 710000）Abstract:Conformal antenna with its low profile，light weight，easy integration，it is widely used in aerospace，navigation，
40、guidance and other areas.Helical antenna with its circular polarization，beam width and broadband features is widely used in various fields . Combine the two，even around the antenna in a spherical surface to form a spherical helical antenna. In this paper，spherical helical antenna is analyzed and sim
41、ulation results.Keywords：conformal antennal helical antenna1 概述共形天线是现代天线研究中比较热的一个领域。首先，它能够与载体表面共形，对载体的空气动力力学性能影响不大；其次，在保证天线性能的条件下，采用共形天线可以简化天线安装，而不破坏载体的机械性能。传统的螺旋天线，螺旋缠绕成圆柱体，圆锥或准圆锥形状，天线的几何特性有螺旋直径，螺距，螺旋升角和螺旋圈数描述。螺旋天线的辐射特性取决于螺旋直径与工作波长之比。螺旋天线电流工作在行波状态，工作频率变化时，输入阻抗近似不变，其电性能也变化较缓慢，具有重量轻，频带较宽的优点。当有时根据任务的需
42、要将螺旋天线共形到圆形载体上，球面螺旋天线就应运而生了。作为一种新型的螺旋天线，球面螺旋天线率先由Mei和Meyer提出，并从理论上对球面螺旋天线的辐射特性进行了分析。球面螺旋天线的高度跟4度升角的螺旋天线差不多。这种天线与柱面螺旋天线相比起来，最大的特点就是其圆极化覆盖角度非常宽，剖面低，而且波瓣图没有旁瓣，随着频率的变化，波瓣图的变化不大，结构上有了更加稳定的机械性能。本文基于应用的需要，对共形球面天线进行了分析，研究和仿真，并给出了仿真结果。2 天线结构球面螺旋线如图1所示，在实际应用中通常将螺旋线缠绕在一个介质板圆球上，为了增强辐射，在天线底部增加一个圆形的反射板。螺旋线在球坐标系下的
43、方程如式（1）所示 （1）式中，r，是球坐标系参数；，a为球面半径，N为半球面螺旋天线圈数，符号+表示右旋螺旋，而符号-表示左旋螺旋【1】。图1 球面螺旋线螺旋线在直角坐标系下的方程如式（2）所示： （2）其中，a为球面半径，N为半球面螺旋天线圈数。将螺旋线关于Z轴对称位置再绕一个螺旋臂，即可得到双臂球面螺旋天线，如图2所示。图2 双臂球面螺旋天线示意图从式（1）（2）可以看出，球面螺旋天线可调节的参数不多，频率确定以后，球面的半径也就确定了，唯一可调节的参数只有圈数。而传统的柱面螺旋天线，需要螺旋直径，螺距和螺旋圈数三个参数才能确定天线形状。从图中可以看出与传统螺旋天线相比，球面螺旋天线结构
44、更加紧凑，纵向尺寸小。3 馈电方式一般球面螺旋天线有三种馈电方式：中心馈电，侧边馈电和顶端馈电，如图3图5所示，三种馈电方式对天线驻波和辐射特性有细微的差别。三种馈电方式中顶端馈电球面螺旋天线具有较宽的增益带宽，其辐射波束的角度也比较宽【2】图3 中心馈电方式图4 侧边馈电方式示意图图5 顶端馈电方式示意图4 仿真结果本文研究的球面共形天线的介质球直径为400mm，螺旋线直径为3mm，天线的圈数为3.5圈，介质相对介电常数为3.3，工作频段为UHF频段，天线总高度为200mm，为了加强单向辐射，增加了一个反射板，反射板的直径为450mm。采用高频仿真软件HFSS对其进行了建模仿真，其仿真模型如
45、图6所示，仿真结果如图7图9所示，本文只给出了中心频点的方向图和轴比曲线。通过仿真可以发现看出，在近16%的带宽内，其VSWR1.5，在整个带宽内，增益和轴比变化较小。可见：球面天线有较好的辐射和宽波束特性，尤其适用于宽频宽波束的应用领域。同轴馈电介质球反射板螺旋线图6 天线仿真模型图7 驻波仿真曲线图8 方向图曲线图9 天线轴比曲线5 总结本文所描述一种球面共形的螺旋天线，将介质作为螺旋线的支撑体，与空气半球面螺旋相比，该天线具有稳定的机械性能，而且剖面尺寸较低。通过仿真结果表明，该天线在较宽的频带内具有较好的阻抗特性，且能够进行圆极化的轴向辐射，具有较宽的辐射波束，这对于工程实践中天线形式
46、的选取具有较大的参考价值。参 考 文 献1 李洪兵，夏冬玉，任卫华，赵海州，3种不同馈电方式的半球面螺旋天线分析，无线电通信技术，2008年第34卷第1期。2 陈灿辉，胡斌杰，荣启宁，新型半球面螺旋天线设计，2005全国微波毫米波会议论文集作者简介：牛雪杰 女，现在中国空间技术研究院西安分院天线技术研究所工作，主要从事卫星天线电气设计，工程师冯尚森 男，现在中国空间技术研究院西安分院空间天线技术研究所工作，主要从事卫星天线结构设计，工程师非平面超宽带偶极子天线及低剖面设计吴 琦* 孙晓光 王诗然（北京航空航天大学电子信息工程学院，北京 100191） QWu摘 要：本文设计了一种采用非平面结构
47、的超宽带偶极子天线，并对其低剖面性能进行了详细分析和仿真。在2.5GHz6GHz内VSWR2，且方向图稳定，其性能已经超过平面结构的偶极子天线。由于天线体积小，剖面低，适合系统集成，可以用于超宽带无线通信系统，具有较强的实用性。关键词：超宽带，偶极子，非平面Non-planar UWB Dipole Antenna for Low-profile ApplicationsQi Wu*，Xiaoguang Sun，Shiran Wang（School of Electronics and Information Engineering，Beihang University，Beijing 100191）QWuAbstr
