VM双闭环不可逆直流调速系统设计报告.docx

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1、VM双闭环不可逆直流调速系统设计报告双闭环直流调速系统课程设计报告 摘要： 本设计是一个双闭环不可逆直流调速系统，采用了晶闸管-直流调速装置来调节直流电动机的转速。采用晶闸管的好处是能使该直流电动机进行连续平滑的调速，且具有较宽地转速调速范围。此装置有可靠的过电压过电流保护措施，该调速装置在5%负载以上变化的运行范围内工作时，晶闸管的输出电流连续，并且具有良好的静特性与动态性能。 关键词：双闭环 晶闸管 转速调节器 电流调节器 第1章 主电路各器件的选择和计算 11 变流变压器容量的计算和选择 在一般情况下，晶闸管装置所要求的交流供电电压与电网电压往往不一致；此外，为了尽量减小电网与晶闸管装置

2、的相互干扰，要求它们相互隔离，故通常要配用整流变压器，这里选项用的变压器的一次侧绕组采用联接，二次侧绕组采用Y联接。 S为整流变压器的总容量，S为变压器一次侧的容量，U1为一次侧电压, I1为一次侧电流, S2为变压器二次侧的容量，U2为二次侧电压，I2为二次侧的电流，m1、m2为相数，以下就是各量的推导和计算过程。 为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压U2只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压U2。 1 影响U2值的因素有： (1)U2值的大小首先要保证满足负载所需求的最大电流值的Idmax。 (2)晶闸管并非是理

3、想的可控开关元件，导通时有一定的管压降，用VT表示。 (3)变压器漏抗的存在会产生换相压降。 (4)平波电抗器有一定的直流电阻，当电流流经该电阻时就要产生一定的电压降。 (5)电枢电阻的压降。 综合以上因素得到的U2精确表达式为： UN1+ra(Idmax-1)+nUTIdCUK%IdmaxAeB-100Id U2=式中 A=Ud0表示当控制角a=00时，整流电压平均值与变压器次级U2相电压有效值之比； B=Uda表示控制角为a时和a=00时整流电压平均值之比； Ud0C是与整流主电路形式有关的系数； UK%为变压器的短路电压百分比，100千伏安以下的变压器取UK%=5，1001000千伏安的

4、变压器取UK%=510； e为电网电压波动系数。通常取0.91.05,供电质量较差，电压波动较大的情况e应取较小值； 2 ra=INRS 表示电动机电枢电路总电阻R的标么值，对容量为UN15150KW的电动机，通常ra=0.040.08。 nUT表示主电路中电流经过几个串联晶闸管的管压降。 Idmax- 负载电流最大值；Idmax=lIdN所以l=Idmax,l表示允许过载IdN倍数。 对于本设计：为了保证电动机负载能在额定转速下运转,计算所得U2应有一定的裕量,根据经验所知,公式中的控制角a应取300为宜。 e=0.9，A=2.34，B=cosa=cos30O=3，C=0.5,UK%=5，

5、表4.1 变流变压器的计算系数 带平衡三相半三相半控三相全电抗器波 桥 控桥 的双反星形 1.17 2.34 2.34 cosa 整流电路 单相双单相半控半波 桥 单相全控桥 0.9 A=Ud0/U2 0.9 B=Uda/Ud0 cosa 0.9 1.17 cosa 1+cosa1+cosa cosa cosa 22C 0.707 0.707 0.707 0.866 1 1 0.578 0.5 0.816 0.5 0.816 0.5 0.289 KI2=I2/Id 0.707 ra=INRS501.55=0.369 UN210 3 以下为计算过程和结果： IUN1+ra(dmax-1+)nUT

6、210+10.369-(1.+51)21Id=144.V4 3 U2=CUK%Idmax30.55AeB-2.34(0.9-1.5)100Id2100这里可以取U2=150V。实际选取为标准变压器时可以通过改变线圈匝数来实现。 根据主电路的不同的接线方式，由表4.1查得KI2=I2Id=0.816即得出二次侧电流的有效值I2=lKI2Id,从而求的、出变压器二次侧容量S2=m2U2I2。而一次相电流有效值I1=I2/(U1/U2)，所以一次侧容量S2=m2U2I2。一次相电压有效值U1取决于电网电压。所以变流变压器的平均容量为S=1(S1+S2)。KI2 为各种接线形式时变压器次级电2流有效值

7、和负载电流平均值之比。 对于本设计KI2取0.816,且忽略变压器一二次侧之间的能量损耗，故 I2=lKI2IN=1.50.81650=61.2A 根据整流变压器的特性，即 m1U1I1=m2U2I2 m取3，所以U1I1=U2I2，所以整流变压器的容量为： (mU1I+ S=(S1+S) 2 2 2=1m1UI)2=m2U2I 21212 S=m1U1I1=315061.2=27.54KVA 设计时留取一定的裕量，可以取容量为30KVA整流变压器。 4 12 整流元件晶闸管的选型 正确选择晶闸管能够使晶闸管装置在保证可靠运行的前提下降低成本。选择晶闸管元件主要是选择它的额定电压UTM 和额定

8、电流IT(AV) 首先确定晶闸管额定电压UTM，晶闸管额定电压必须大于元件在电路中实际承受的最大电压URM，考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素，还要放宽23倍的安全系数，则计算公式： UTM=(23)URM 对于本设计采用的是三相桥式整流电路，晶闸管按1至6的顺序导通，在阻感负载中晶闸管承受的最大电压URM=6U2=2.45U2， 故计算的晶闸管额定电压为 UTM=(23)6U2=(23)2.45150=6735V1102V 取800V。 再确定晶闸管额定电流IT(AV)，额定电流有效值大于流过元件实际电流的最大有效值。一般取按此原则所得计算结果的1.52倍。 Idmax=lIN=1.55

9、0=75A IVT=1/3Idmax=43.30A 5 由此可求出晶闸管的额定电流，其公式为： IT(AV)=(1.52) 可以取额定电流为50A。 本设计选用晶闸管的型号为KP-50A 额定电压： VDRM 800V 额定电流： IT(AV) 50A 门极触发电压：VGT 3.5 V 门极触发电流：IGT 300 mA 13 电抗器设计 直流侧电抗器的选择 直流侧串接一个只有空气隙的铁心平波电抗器，以限制电流的波动分量，维持电流连续,提高整流装置对负载供电的性能及运行的安全可靠性。直流侧电抗器的主要作用为了限制直流电流脉动；轻载或空载时维持电流连续；在有环流可逆系统中限制环流；限制直流侧短路

10、电流上升率。 用于限制输出电流的脉动的临界电感Lm Lm=式中Si-电流脉动系数，取5%20%； Su-电压脉动系数，三相全控桥Su=0.46； fd-输出电流的基波频率，单位为HZ，对于三相全控桥IVT=41.3755.16 1.57SuU2103 2pfdSiIN 6 fd=300HZ。 即 Lm=SuU20.46150103=103=7.32mH 2pfdSiIN23.1430010%50用于保证输出电流连续的临界电感L Ll=式中，Imin-为要求的最小负载电流平均值，单位为A，本设计中Imin=5%IN； KI -为计算系数，三相全控桥KI=0.693。 K1U2 Imin 即 Ll

11、=K1U20.693150=41.58mH Idmin0.0550直流电动机的漏电感La La=KDUN103 2npnwIN式中，KD-计算系数，对于一般无补偿绕组电动机KD=812，对于快速无补偿绕组电动机KD=68，对于有补偿绕组电动机KD=56，其余系数均为电动机额定值。 np-极对数，取np=2。 即La=KDUN10210103=103=11.66mH 2npnwIN22900507 折合到交流侧的漏电抗LB 100IN LB=KBU2UK% 式中，Uk%-变压器短路比，一般取为5%； KB-为计算系数，三相全控桥KB=3.9。 即 实际要接入的平波电抗器电感LK LK=max(L

12、m,Ll)-La-2LB=41.58-11.66-20.585=28.75mH LB=KBU2UK%3.=1IN00=0915mH. 5 810可取LK=30mH 电枢回路总电感 LS=LK+2LB+La=30+20.585+11.66=42.83mH 14 主电路保护电路设计 电力半导体元件虽有许多突出的优点，但承受过电流和过电压的性能都比一般电气设备脆弱的多，短时间的过电流和过电压都会使元件损坏，从而导致变流装置的故障。因此除了在选择元件的容量外，还必须有完善的保护装置。 141过电压保护设计 过电压保护可分为交流侧和直流侧过电压保护，前常采用的保护措施有阻容吸收装置、硒堆吸收装置、金属氧

13、化物压敏电阻。这里采用金属氧化物压敏电阻的过电压保护。 8 1交流侧过电压保护 压敏电阻采用由金属氧化物烧结制成的非线性压敏元件作为过电压保护，其主要优点在于：压敏电阻具有正反向相同的陡峭的伏安特性，在正常工作时只有很微弱的电流通过元件，而一旦出现过电压时电压，压敏电阻可通过高达数千安的放电电流，将电压抑制在允许的范围内，并具有损耗低，体积小，对过电压反映快等优点。因此，是一种较好的过电压保护元件。 本设计采用三相全控桥整流电路，变压器的绕组为Y联结，在变压器交流侧，采用压敏电阻的保护回路，如下图4.1所示。 图4.1 二次侧过电压压敏电阻保护 压敏电阻的额定电压U1mA选择可按下式： U1m

14、A1.332U2l 式中，U1mA-压敏电阻的额定电压， VYJ型压敏电阻的额定电压有：100V、200V、440、760V、1000V等； U2l-变压器二次侧的线电压有效值，对于星形接法的线电压等于相电压，U2l=3U2。 U1mA1.3323150=487.22V 9 计算压敏电阻泄放电流初值，即三相变压器时： IRm=式中，KZ-能量转换系数，KZ=0.30.5； I02l-三相变压器空载线电流有效值，I02l=5%I2l=5%0.81650=2.04A。 2KZI02l 3 IRm=2KZI02l=320.42.04=1.053A 3计算压敏电阻的最大电压URm的公式为 1a URm

15、=KRIRm 式中，KR-压敏元件特性系数； a -压敏元件非线性系数。 一般 a 在2025之间，在取a=20时，KR=1.4U1mA。 URm=KRIRm=1.4487.221.053=683.87V 因此，压敏电阻额定电压取760V型压敏电阻。 2直流侧过电压保护 整流器直流侧在快速开关断开或桥臂快速熔断等情况，也会在A、B之间产生过电压，可以用非线性元气件抑制过电压，本设计压敏电阻设计来解决过电压时(击穿后)，正常工作时漏电1a120 10 流小、损耗低，而泄放冲击电流能力强，抑制过电压能力强，除此之外，它对冲击电压反应快，体积又比较小，故应用广泛。其电路图如右图4.2所示 。 压敏电

16、阻的额定电压U1mA的选取可按下式计算： U1mA压敏电阻承受的额定电压峰值 0.80.9e式中U1mA为压敏电阻的额定电压；e为电网电压升高系数，一般e取1.051.10。压敏电阻承受的额定电压峰值就是晶闸管控制角a=300图4.2 压敏电阻保护电路 时输出电压Uda 。 Uda=6U2cosamin=2.45150对于本设计： U1mAUad=0.80.93=318.26V 2e1.05318.26=(0.80.9)37V1.23V4 17 . 6 3 因此，压敏电阻额定电压取350V 型压敏电阻。 3晶闸管的过电压保护 晶闸管对过电压很敏感，当正向电压超过其断态重复峰值值电压一定值时，就

17、会误导通，引发电路故障；当外加的反向电压超过其反向重复峰值电压UDRM一定值时，晶闸管将会立即损坏。因此，必须研究过电压的产生原因及抑制过电压的方法。过电压产生的原因主要是供给的电压功率或系统的储能发生了激烈的变化，使得系统来不及转换，或者系统中原来积聚的电磁能量不能及时消散而造成的。本设计11 采用如右图4.3阻容吸收回路来抑制过电压。 通过经验公式 C=(24)IT10-3 R=1030W 12 PR=CUm2 图4.3 阻容吸收回路 得： C=(24)IT10-3=(24)5010-3=0.10.2mF ER=CUm2=0.210-61502=2.2510-3J 由于一个周期晶闸管充放电

18、各一次，因此 2ER=22.2510-3=4.510-3J E4.510-3=0.225W P=T0.021212因此，电阻R选择 阻值为20W,功率选择1W的电阻。 电容C选择 容量为0.20mF的电容。 142过电流保护设计 12 过电流保护措施有下面几种，可以根据需要选择其中一种或数种。 在交流进线中串接电抗器或采用漏抗较大的变压器，这些措施可以限制短路短路电流。 在交流侧设置电流检测装置，利用过电压信号去控制触发器，使脉冲快速后移或对脉冲进行封锁。 交流侧经电流互感器接入过电流继电器或直流侧接入过电流继电器，可以在发生过电流时动作，断开主电路。 对于大容量和中等容量的设备以及经常逆变的

19、情况，可以用直流快速开关进行过载或短路保护。直流开关的应根据下列条件选择： 快速开关的额定电流Il2d额定整流电流IN。 快速开关的额定电压UKld额定整流电压UN。 快速开关的分断能力Ifd2d直流侧外部短路时稳态短路电流平均电流平均值Id20。快速开关的动作电流Ig2d按电动机最大过载电流整定 Ig2d=KIN 式中，K为电动机最大过载倍数，一般不大于2.7；IN为直流电动机的额定电流。 快速熔断器 它可以安装在交流侧或直流侧，在直流侧与元件直接串联。在选择时应注意以下问题： 快熔的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值。 熔断器的额定电流应大于溶体的额定电流。 I T 溶体的额定电流IK

20、N可按下式计算 1.5I7TaIKN1三相交流电路的一次侧过电流保护 13 在本设计中，选用快速熔断器与电流互感器配合进行三相交流电路的一次侧过电流保护，保护原理图4.4如下： 图4.4 一次侧过电流保护电路 熔断器额定电压选择：其额定电压应大于或等于线路的工作电压。 本课题设计中变压器的一次侧的线电压为380V，熔断器额定电压可选择400V。 熔断器额定电流选择：其额定电流应大于或等于电路的工作电流。 本课题设计中变压器的一次侧的电流I1 I1=U2I215061.2=24.16AU1380熔断器额定电流 因此，如图4.4在三相交流电路变压器的一次侧的每一相上串上一个熔断器，按本课题的设计要

21、求熔断器的额定电压可选400V，额定电流选25A。 2晶闸管过电流保护 晶闸管不仅有过电压保护，还需要过电14 IFU1.6I1=1.624.16=38.65A 流保护。由于半导体器件体积小、热容量小，特别像晶闸管这类高电压、大电流的功率器件，结温必须受到严格的控制，否则将遭至彻底损坏。当晶闸管中流过的大于额定值的电流时，热量来不及散发，使得结温迅速升高，最终将导致结层被烧坏。晶闸管过电流保护方法中最常用的是快速熔断器。快速熔断器由银质熔丝埋于石英砂内，熔断时间极短，可以用来保护晶闸管。如右图4.5快速熔断器保护 根据快速熔断器的要求 熔断器的额定电压 UKNURM=2.45U2=2.4515

22、0=367.5V 因此，按本课题的设计要求，用于晶闸管过电流保护的快速熔断器的额定电压可选择350V。 第2章 驱动电路的设计 21晶闸管的触发电路 晶闸管触发电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在学要的时刻由阻断转为导通。晶闸管触发电路往往包括触发时刻进行控制相位控制电路、触发脉冲的放大和输出环节。触发脉冲的放大和输出环节中，晶闸管触发电路应满足下列要求： 触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通，三相全控桥式电路应采用宽于60或采用相隔60的双窄脉冲。 15 触发脉冲应有足够的幅度，对户外寒冷场合，脉冲电流的幅度应增大为器件最大触发电流35倍，脉冲前沿的陡度也需增加，一般需达12A

23、us。 所提供的触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额，且在门极的伏安特性的可靠触发区域之内。 应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离。 在本设计中最主要的是第1、2条。理想的触发脉冲电流波形如图5.1。 图5.1 理想的晶闸管触发脉冲电流波形 t1t2-脉冲前沿上升时间 t1t3-强脉冲宽度 IM-强脉冲幅值 t1t4-脉冲宽度 I-脉冲平顶幅值 常用的晶闸管触发电路如图5.2。它由V1、V2构成的脉冲放大环节和脉冲变压器TM及附属电路构成的脉冲输出环节两部分组成。当V1、V2导通时，通过脉冲变压器向晶闸管的门极和阴极之间输出出发脉冲。VD1和R3是为了V1、V2由导

24、通变为直截时脉冲变压器TM释放其储存的能量而设的。为了获得触发脉冲波形中的强脉冲部分，还需适当附加其它的电路环节。 16 1234E2DE1VD1R1TMR4VD3VD2R3V1R2CV2图5.2 触发电路 B晶闸管触发电路类型很多，有分立式、集成式和数字式，分立式相控同步模拟电路相对来说电路比较复杂；数字式触发器可以在单片机上来实现，需要通过编程来实现，本设计不采用。由于集成电路可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便，所以本设计采用A的是集成触发器，选择目前国内常用的KJ、KC系例，本设计采用KJ004集成块和KJ041集成块。 1234对于三相全控整流或调压电路，要求顺序输出的触发

25、脉冲依次间隔60。本设计采用三相同步绝对式触发方式。根据单相同步信号的上升沿和下降沿，形成两个同步点，分别发出两个相位互差180的触发脉冲。然后由分属三相的此种电路组成脉冲形成单元输出6路脉冲，再经补脉冲形成及分配单元形成补脉冲并按顺序输出6路脉冲。本设计课题是三相全三相全控桥整流电路中有六个晶闸管，触发顺序依次为：VT1VT2VT3VT4VT5VT6，晶闸管必须严格按编号轮流导通，6个触发脉冲相位依次相差60O，可以选用3个KJ004集成块和一个KJ041集成块，即可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大，就可以构成三相全控桥整流电路的集成触发电路如图17 5.3。 至VT6至VT5至V

26、T4至VT3至VT2至VT1(1510脚为6路双脉冲输出)(13脚为6路单脉冲输入)图5.3 三相全控桥整流电路的集成触发电路 22脉冲变压器的设计 本方案的双脉冲电路是采用性能价格比优越的、每个触发单元的一个周期内输出两个相隔60的脉冲的电路。如图5.4中两个晶闸管构成一个“或”门。当V5 、V6都导通时，uc5 约为-15V，使截止，没有脉冲输出，但只要中有V5、V6中一个截止就使得变为正电压，使得V7 、V8导通就有脉冲输出。所以只要用适当的信号来控制的V5或V6截止，就可以产生符合要求的双脉冲了。其中VD4和R17的作用，主要是防止双窄脉冲信号相互干扰。此触发脉冲环节的接线方式为：以V

27、T1器件的触发单元而言，图5.4电路中的Y端应该接VT2器件触发单元的X端，因为VT2器件的第一个脉冲比VT1器件的第一个脉冲滞后60。所以当VT2触发单元的V4由18 截止变导通时，本身输出一个脉冲，同时使VT1器件触发单元V6的管截止，给VT1器件补送一个脉冲。同理，VT1器件触发单元的X端应接VT6器件触发单元的Y端。依次类推，可以确定六个器件相应触发单元电路的双脉冲环节间的相互接线。 R15VD11VD14220V+15VRP2VSR3V1I1cR4V3C2V2R5R2R7R8upRP1uco-15VXY-15V接封锁信号R9AVD4R6V4R17C3VD10V6VD5R11C3V5R

28、10VD6R12R13C5V7V836VVD7R14VD9R16C7+C6BVD15TPVD8+15VR18R1TSRVD1VD2QustC1图5.4 同步型号为锯齿波的触发电路 图5.4中脉冲变压器TP主要用于完成触发脉冲信号的电流放大，解决触发电路与晶闸管控制极电路之间的阻抗匹配，并实现弱电回路和强电回路之间的电隔离。 如图可以得出TP脉冲变压器的一次侧电压U1 强触发电压50V弱触发电压15V。取变压器的变比K=5，脉冲宽度q0=600，脉冲变压器的磁铁材料选择DR320。查阅资料可得铁心材料的饱和磁密Bs=1.45BT， 饱和磁场强度HS=1900Am2 ，剩磁磁密Br=0.02BT

29、19 设计计算步骤为： 确定变压器的二次侧的强电压U20 U20= 确定变压器的二次侧的强电压U20 U20= 确定空载励磁电流I0 I0=(0.20.3)I2K=(0.20.3)0.65=0.024A0.036A 式中，I2为一般取晶闸管最大触发电流的两倍I2=2IGT=230010-3=0.6A。 U150=10V K5U15=1V K5计算脉冲磁导率，选定铁心材料。 无偏移绕组时 mD=(Bs-Br)Hs=(1.45-0.02)1900=7.510-4Hm 式中，B的单位为T，1T=1Wbm2=1AHm2,H的单位Am，由此得出mD的单位为Hm。 4）确定铁心体积V 无偏移绕组时 V=

30、式中，t为脉冲电压宽度，t与电角度q间的换算关系为 t=0.01o0.01q=600=0.0033o0180180U1tI0mD500.00330.3=0.0242 22(Bs-Br)(1.45-0.02)20 第3章双闭环调速系统调节器的动态设计 本章主要设计转速调节器、电流调节器的结构选择和参数设计。通过软件来实现模拟电路的功能。先设计电流调节器，然后设计转速调节器。在设计过程的时候要注意设计完要校验。在设计转速调节器的时候，校核转速调节量，如果不满足设计要求时候，重新按照ASR退饱和的情况设计超调量。 31 电流调节器的设计 1. 确定时间常数 整流装置滞后时间常数Ts。由附表6.1知，

31、三相桥式电路的平均失控时间 Ts=0.0017s。 电流滤波时间常数Toi。三相桥式电路的每个波头的时间是3.3ms，为了基本滤平波头，应有Toi=3.3ms，因此取Toi=2ms=0.002s。 电流环小时间常数之和TSi。按小时间常数近似处理，取TSi=Ts+Toi=0.0037s。 电磁时间常数Tl的确定。由前述已求出电枢回路总电感。 Ll=K1U20.693150=20.79mH Idmin0.150则电磁时间常数Tl=Ll20.79mH=0.01341s RS1.55W 21 2. 选择电流调节器的结构 根据设计要求si5%，并保证稳态电流无静差，可按典型I型系统设计电流调节器。电流

32、环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型调节器，其传递函数为 WACR(s)=式中 Ki-电流调节器的比例系数； ti-电流调节器的超前时间常数。 Ki(tis+1) tis检查对电源电压的抗扰性能：Tl0.01341s=3.62,参照附表6.2的TSi0.0037s典型I型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的，因此基本确定电流调节器按典型I型系统设计。 3. 计算电流调节器的参数 电流调节器超前时间常数：ti=Tl=0.01341s。 电流开环增益：要求si5%时，取KITSi=0.5， 因 于是，ACR的比例系数为 Ki=KItiR135.10.013411.55=0.570 Ksb37

33、0.133此 KI=0.50.5=135.1s-1 TSi0.0037s式中 电流反馈系数b10V/lIN=10=0.133； 1.550晶闸管专制放大系数Ks=36。 22 4. 校验近似条件 电流环截止频率：wci=KI=135.1s-1 晶闸管整流装置传递函数的近似条件 11=196.1s-1wci 3Ts30.0017s满足近似条件。 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 311=3=64.36s-1wci 3TsToi30.0017s0.002s满足近似条件。 5. 计算调节器电阻和电容 由图6.1，按所用运算放大器取R0=40kW，各电阻和电容值为 Ri=KiR0=0.57040

34、kW=42.5kW, 取45kW Ci=tiRi=0.01341-6F=0.2910F，取0.3mF 34510 Coi=4Toi40.002=F=0.210-6F=0.2mF，取0.2mF 3R0401023 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为si=4.3%wcn3TSi30.0037 满足简化条件。 25 转速环小时间常数近似处理条件为 1KI1135.1-1=s=38.7s-1wcn 3Ton30.01满足近似条件。 5计算调节器电阻和电容 根据图6.2 所示，取R0=40kW，则 Rn=KnR0=9.3240kW=372.8kW，取400KW Cn=tnRn=0.087-

35、6F=0.2110=0.21mF, 取0.25mF 340010 Con=4Ton40.01=F=1mF, 取1mF 3R04010 图6.2 含滤波环节的PI型转速调节器 6.校核转速超调量 当h=5时，查附表6.3典型型系统阶跃输入跟随性能指标得，sn=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于附表6.3是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，26 应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。计算超调量。 设理想空载起动时，负载系数Z=0，已知IN=50A，nN=900r/min，l=1.5，RS=1.55W， Ce=0.2166Vmin/r， Tm=0.162s，TSn=0.0174s。当h=5时，由附表6.4查得，DCmax/Cb=81.2%而调速系统开环机械特性的额定稳态速降 maxbmaxNSn sn= =2(l-Z)Cn*Cn*TbbmDCDnDCDnT式中 电机中总电阻 R=Ra+RS=0.3+1.55=1.85W； 调速系统开环机械特性的额定稳态速降 DnN=INR501.85=427.05r/min； Ce0.2166n*为基准值，对应为额定转速nN=900r/min。 根据式计算得 sn=281.2%1.5427.050.0174=12.4%8% 9000.162不能满足设计要求。 7. 校核动态最大速降