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1、基于UC2844的单端反激电源原理及波形单端反激拓扑的基本电路 单端反激拓扑的基本电路 为Q1电流，为次级整流二极管电流，为Q1的Vce电压 工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式，波形如上图，反之则处于连续模式 电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下 工作时序图如下 开关电源启动时
2、输出时序不正确的案例： 电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图 开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5 开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路 尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30k，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。 当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压，如下图。 CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7 光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图 U20 Pin1电压 这段负压输
3、入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压，在环境温度超过73时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。 高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路 1、电路正常工作时 启动初始 开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大2844的Pin2接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定 注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.
4、2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值 CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V 这段时间Pin1电压为7.2V 当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V时，电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V。当Pin1电压小于4.4V时，电流取样比较器“-”端电压=/3。 CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4
5、：+15V CH1:电流检测电阻上的电压CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动 启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从0开始上升，驱动持续时间比较长 启动时的第二个脉冲 观察第二个驱动脉冲波形，电流检测电阻上的电压不是从0开始上升，也就是说开关管的电流不是从0开始，所以此时电路工作在CCM，这是因为启动时负载电流比较大。从下图的电路中可以看到，开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波，然后才接到UC2844的Pin3，由于经过了滤波，Pin3电压是从0V开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭 开关管电流检测增加RC滤波的原 b因： 变压器初级侧线圈匝与匝之间有分
6、布电容，当MOSFET每次开通时，输入电压会给此电容充电，充电电流会流过开通的MOSFET，导致MOSFET电流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此需要将此尖峰滤除。输入电压越大，匝间电容充电电流尖峰越大，如下图所示 120V输入电压，最大尖峰411mV 300V输入电压，最大尖峰730mV 在CCM状态下，初级侧MOSFET开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在MOSFET电流上形成一个尖峰，如下图所示，此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此同样
7、需要将此尖峰滤除。在DCM时，整流二极管不会有反向恢复电流，则MOSFET开通时没有电流尖峰。 CH1：电流采样电阻上的电压CH2：UC2844 Pin3 CCM，电流采样电阻上的尖峰 DCM，电流采样电阻的波形无尖峰 电流尖峰 关于二极管反向恢复的详细讲解请参考 二极管的反向恢复.docx增加RC滤波的影响：滤波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载或者输出短路时导致MOSFET、整流二极管损坏。经验案例参考： Pin1电压下降 主反馈电压达到11.5V时，UC2844
8、 Pin1电压开始从7.2V往下降，此时光耦U17 Pin1为9.6V，Pin2为8.7V，光耦U17的发光二级管导通，Vce电压下降 注：从原理上来说，主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V，这样才能保证TL431开始工作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通，并不是因为TL431开始工作了，具体原因后文有详细说明 CH1：UC2844 Pin1CH2:U17 Pin1CH3:U17 Pin2CH4:+15V 随着UC2844的Pin1电压降低到低于4.4V，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V，而是随着Pin1电压下降而下降。这样P
9、in3的电压峰值也逐渐低于1V。 CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V 这里Pin3电压能达到1V Pin3电压已经低于1V了 稳态时的波形 CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V 稳定工作时Pin1为1.76V，根据芯片资料，UC2844内部电流比较器的门限电压为 /3=120mV。从这个图看，Pin3电压达到170mV时驱动关断，与计算的120mV有些偏差。 注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算，而不是用有效值 二、新制动单元开关电源电
10、路图 与SIZE-D的驱动板不同，新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8，从后文可以看出这样做是不太合适的 1、启动时Vcc波形 新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升，最低到11V左右，由于UC2844欠压锁定的门限最大值为11V，因此这里有可能导致开关电源打嗝。而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小。 新制动单元波形 CH1：UC2844 Pin7CH3：UC2844 Pin6SIZE-D波形 CH1：UC2844 Pin7 通过上面的波形引申出两个问题 启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升？ 启动时，除了给UC2844供电的辅助绕组外
11、，各输出绕组的滤波电容上电压都很低，因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高，整流二极管无法导通，UC2844的工作电流全部来自滤波电容，因此UC2844电源Vcc会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量，VCC电压升高。下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压 为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多？ 对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同 新制动单元UC2844的 Vcc滤波电容为47uF，SIZE-D则为220uF。这样在UC2844启动之前，S
12、IZE-D的滤波电容储存的能量较多，启动后电压下降较慢。 新制动单元驱动电阻为10，SIZE-D为100，两者MOS管型号不同，但其输入电容Ciss相同，因此SIZE-D驱动电流较小，Vcc负载比新制动单元小，SIZE-DVcc电压下降慢。 变压器有一路绕组给Vcc供电，新制动单元Vcc限流电阻为10，SIZE-D为36，新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大，这一点新制动单元优于SIZE-D。 综上，针对、做对比试验 (1) 针对Vcc滤波电容试验的波形如下 新制动单元，滤波电容加大为100uF，启动时Vcc最低为13.3V。SIZE-D滤波电容减小为47uF，启动时Vcc最低为12.9V
13、，仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。 (2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100，启动时Vcc最低仍为11V，表明此电阻对Vcc电压无影响。原因：MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小 2、UC2844 Pin1波形 稳定工作时的波形 CH1：UC2844Pin1CH2：UC2844 Pin3CH3：MOS驱动 从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V，即反馈光耦U10处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFET驱动完全关闭。从原理图上看，UC28
14、44的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流IC完全靠UC2844 Pin1提供，但是UC2844 Pin1的拉电流能力很小，导致光耦次级IC很小，当主反馈电压偏高时，光耦IF增大，使得初、次级满足IF*CTRIC，光耦饱和导通。 UC2844内部误差放大器特性 尝试在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻，当Pin1电压低于Pin8电压时，Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波 加电阻2k，稳态时波形如下，UC2844 Pin1电压在2.48V左右
15、 CH1：UC2844 Pin1 CH2：MOS驱动 加电阻4.7k，稳态时波形如下，UC2844电源Vcc纹波150mV，Pin1电压2V左右 CH1：UC2844 Pin7CH2：MOS驱动CH3：UC2844 Pin1 未加电阻时波形如下，UC2844电源Vcc纹波高达530mV CH1：UC2844 Pin7CH2：MOS驱动CH3：UC2844 Pin1 三、 电动汽车低压驱动板开关电源 低压驱动板上有2两路开关电源，输入电压都是24V低压，但负载不同，电路设计不一样。 1、开关电源1启动波形 第一个驱动，持续时间长，电流检测电阻上的电压已经达到1.2V。由于输入电压只有24V，变压
16、器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰 CH1：电流检测电阻电压CH2：Isense电压 2、稳态时的波形 由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS开通时漏感会储存能量，当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在MOS电压上形成尖峰。在DCM状态，电流较小，因此MOS关断时尖峰电压较低，如下图为49V CH1：MOS管电压VdsCH2：次级侧+17U整流二极管电压 DCM状态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度大，频率低，引起谐振的过程如下：
17、 首先，在副边传递能量的过程中，MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。 当能量传递完成的时候，副边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入电源，一个变压器绕组，一个MOS管输出电容，即电源+电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等，所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOS管输出电容上的电压比输入电压高，MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以MOS管DS电压开始降低，由于RCD钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅度越来越小，直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管 CH1：MOS管
18、电压CH3：+17U整流二极管电压 红线左边为整流二极管续流，右边则是续流结束，初级侧发生谐振 Vin+Vr Vin 3、CCM状态 电源启动时，电路处于CCM状态，负载电流较大，MOSFET关断时尖峰电压较高，如下图为63V。MOS管关断期间副边二极管一直在导通，原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和，因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振 CH1：MOS管电压VdsCH2：次级侧+17U整流二极管电压 由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿MOSFET，因此电路中都会加RCD吸收，如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。 开
19、关电源1MOS管RCD吸收电路 从下图波形可以看出，当MOS导通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间，Vds电压上升到电源电压与反射电压之和，此时D30导通，漏感能量经过D30给电容C71充电。 CH1：D30电压CH3：MOS管电压Vds D30导通 稳态时D30波形左图红框展开波形 电容C71上的电压波形如下，在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后D30截止，C71电压逐渐降低，直到D30再次导通 CH1：D30电压CH3：电容C71两端电压 关于RCD吸收电路的原理与分析计算，请参考附件 4、开关电源2反馈电路 TL431等效电路图如下 电压
20、反馈的稳压原理：当主反馈电压升高时，经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高，使得TL431阴、阳极间电压Vka降低，进而光耦的二极管电流IF变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即UC2844的Pin1电压变低，使得MOSFET功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下： 稳态时的波形，数学函数为CH1-CH2，即R150上的电压，最高825mV，最低680mV，二极管导通压降为1.05V，则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA，最低0.95mA CH1：+5VCH2：U22 P
21、in1CH3：U22 Pin2MATH：CH1-CH2(R150压降) CH1：+5VCH2：U22 Pin1CH3：U22 Pin2CH4：MOS驱动 电源启动时反馈电路波形 Vka有一个电压下降的点，此时主反馈电压还未达到5V，TL431还未开始工作；电阻R150压降218mV，则TL431电流IKA为0.46mA，光耦U22二极管压降0.85V，未导通；之后IKA开始显著增加 主反馈电压达到5V时，TL431开始工作，光耦U22初级侧导通，二极管压降为1V，次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mV，则TL431电流IKA为1mA CH1：+5VCH2：U22 Pin1CH3：U
22、22 Pin2CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150压降) 启动时波形 Vka有一个电压下降的点，此时电阻R150压降218mV CH1：+5VCH2：U22 Pin1CH3：U22 Pin2CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150压降) 主反馈电压达到5V时，光耦U22次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mV CH1：U22 pin1CH2：U22 pin2CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压降) CH1：U22 pin1CH2：U22 pin2CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压
23、降) Vka有一个电压下降的点，此时光耦U22二极管压降0.85V 光耦U22次级侧Vce开始下降时初级侧二极管压降为1V 对比看开关电源1反馈电路 启动时的波形如下，可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开始下降，一段时间后上升并再次下降，此电压波动说明当+17U-电压上升到10V左右时，光耦初级侧就开始有电流 CH1：+17U-电压CH2：U8 Pin2CH3：U8 Pin4 启动时波形 从TL431的内部等效图可以看出，当参考输入端电压低于2.5V时，IKA可以认为是零，而+17U-电压为10V时，TL431参考端电压远低于2.5V，那么流过光耦初级侧的电流从哪里
24、来？唯一的路径就是经过R55、C85，再到R57。验证过程如下： 开关电源输入端不供电，用稳压源给+17U-/-8U-供电，量测如下电压波形 稳压源供电5V，R55上最高有1.5V的电压，电流最高0.45mA；R54上最高有0.92V的电压，电流最高0.46mA，即电流全部流过R55、C85，此时光耦二极管未导通 CH1：R55右端Ch2：R55左端Math：CH1-CH2 R55上的电压波形 CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2 R54上的电压波形 稳压源供电10V，R55上最高有3.1V的电压，电流最高0.94mA；R54上最高有1.95V的电压，电流最高0.97m
25、A。电流全部流过R55、C85 CH1：R55右端Ch2：R55左端Math：CH1-CH2 R55上的电压波形 CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2 R54上的电压波形 去掉C85，稳压源10V供电，R54基本没有电压降 CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2 从以上实验可以看出，开关电源启动时，由于C85的存在，主反馈电压升高到10V时，经过R54、R53/U8、R55给C85充电，导致U8初级侧有电流，引起次级侧电压波动。去掉C85后给开关电源1输入供电，启动时波形如下，可以看出当+17U-电压升高到25V时光耦次级侧电压才开始下降 CH1：+17U-电压CH2：U8 Pin2CH3：U8 Pin4 CH1：+17U-电压CH2：U8 Pin2CH3：U8 Pin4 从上图可以看出去掉C85后，当主反馈电压达到5V，TL431开始工作时VKA有明显的抖动，造成光耦次级侧电压波动较大，这样会导致整个电压反馈环路的不稳定，输出电压波动较大，这样C85在电路中的作用也体现出来了，就是用来做环路补偿的。关于环路补偿的详细分析请参考如下附件
