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1、有限双极性软开关工作原理有限双极性全桥软开关工作原理 一，有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构说明： 图一，有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构 图一中，由两个桥臂构成一个全桥逆变电路，Q1和Q3组成超前桥臂；Q2和Q4组成滞后桥臂，其中C1C3为超前桥臂并联电容和寄生并联电容，C2C4为滞后桥臂寄生并联电容，我们设定C1=C3C2=C4，其中D1D2D3D4分别为四只开关管IGBTQ1Q2Q3Q4的并联二极管，T1CB和Ls分别为主变压器隔直电容和可饱和电感，Lx主变漏感和分布电感等的等效电感，L0为输出电感，D5和D6为二次侧整流二极管。 为达到有限双极性的全桥软开关的目的，四只开关管的开关时
2、序如图二： 图二：开关管时序 超前臂开关管Q1Q3 PWM控制开通关断；滞后臂开关管Q2Q4固定脉冲宽度相位差180o开通关断，Q1和Q4同时开通，Q1 PWM控制关断，Q4固定脉冲宽度关断；Q3和Q2同时开通，Q3 PWM控制关断，Q2固定脉冲宽度关断，Q1和Q4的驱动波形的相位相反；Q3和Q2的驱动波形的相位相反。 二，有限双极性全桥软开关PWM逆变电路工作原理分析 为了分析方便，突出重点略去无关紧要的细节，假定： a，输出电感的电感量无穷大，流过该电感的电流是恒定的直流。 b，主变压器是理想变压器，其漏感等分布参数用专门的漏感Lk等效。 c，饱和电感Ls是理想的磁性开关，未饱和时电感非常
3、大，饱和后电感几乎为零。 下面按时序逐一分析该电路的行为 1， t0时刻： Q1和Q4已经导通多时，原边电流路径为：U+ Q1 Ls Lk CB T1 Q4 U-。原边电流Ip为副边输出电感的电流Io的1/n(n为变压器变比，n=Np/Ns)。此时饱和电感是饱和的，对电路没任何影响，隔直电容已充上左正右负的直流电压。这是原边向副边传送能量的过程，副边二极管D5导通，D6反偏截止。 图三：t0时刻 2， t1时刻： Q1关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用不能突变，大小仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：C1；C3 Ls Lk CB T1 Q4 U-。 图四：t1时刻 原边电流Ip为电
4、容C1充电，为C3放电，电容C1和C3连接点“1”点的电压从电源电压U开始缓慢下降，最终会下降到0；Q1的端电压从其导通时的饱和压降开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。设电容C1和C3的容量为：C1=C3=C, 则电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q1的关断是零电压状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q1关断就越硬。 t1时刻后，实际上是电容器C1和C3的电压为一次侧 Ls -Lk - CB - T1 - Q4 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为左正右负。原边继续向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截止。 3，t2时
5、刻： 图五：t2时刻 t2时刻，电容C1被充满电，其端电压变成U，C2被放完电，其端电压为零0，由于电感中电流不能突变，电流则通过D3继续流动，使得D3导通，原边电流流动路线改为U- D3 Ls Lk CB T1 Q4 U-,可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U-，这时的电流称为环流，此时，根据基尔霍夫电压环定律，可得ULK+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。 此时Ip=Io/n(UCB/LK)ta 。副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损耗。尤其是在D
6、3和Q4上的损耗，会增加开关器件的通态损耗。故希望环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。 在Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。 式Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中ta 为环流衰减时间，当一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ipmin。这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。原边电流会保持为Ipmin的值不变。此时，将Q4关断。 3， t3时刻 t3时刻，Q4关断，此时Ip为Ipmin几乎等于0，Q4关断后，由于C2，C4的作用，Q4的端电压从其饱和电压开始缓慢上升，故Q4的关断
7、为零电流/零电压关断。 图六：t3时刻 Q4关断后，原边的Ipmin小电流，由于漏电感LK 饱和电感LK的作用不能突变，将继续流动，流动路线为：U- D3 Ls Lk CB T1 C2；C4。 为C4充电，为C2放电。此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。 4，t4时刻 t4时刻，原边的Ipmin小电流为C4充电，为C2放电完毕，电容C4上电压为U，电容C2上电 图七：t4时刻 压为零，随后D2导通。同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。一段时间 后，电流将衰减为零，并往负的方向发展。此时，Q2和Q3同时导通。 5，t5时刻 Q2和Q3同时导通，电流
8、将沿以下路径流动：U+ Q2 T1 CB Lk Ls Q4 U-。由于饱和电抗器LS还没达到饱和，原边电流从零开始缓慢上升，故Q2和Q3为零电流开通。一段时间后饱和电抗器LS饱和，失去电流抑制作用，副边电流Io转移到二极管D6上，二极管D5反偏截止，原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电。 图八：t5时刻 6，t6时刻 原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电，电压为右正左负。二极管D6继续导通，二极管D5继续反偏截止，原边向副边传递能量。一段时间后 Q3 PWM关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用 图九：t6时刻 不能突变，大小仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：
9、U+ Q2 T1 CB Lk Ls C1；C3，原边电流Ip为电容C3充电，为C1放电，电容C1和C3连接点“1”点的电压从零开始缓慢上升，最终会上升到U；Q3的端电压从其导通时的饱和压降开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q3的关断是零电压状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q3关断就越硬。 t6时刻后，实际上是电源U和电容器C1和C3的电压为一次侧Q2 - T1 - CB -Lk - Ls 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为右正左负。原边继续向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截
10、止。当电容C3充电完毕，C1放电完毕，使得“1”点的电压上升到U时，进入t7时刻。 7，t7时刻 图十：t7时刻 t7时刻电流改变路径为：U+ Q2 T1 CB Lk Ls D1 U+，可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U+，此时ULK+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。 此时Ip=Io/n(UCB/LK)ta 。副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损耗。尤其是在D1和Q2上的损耗，会增加开关器件的通态损耗。因此环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。 在
11、Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。 式Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中当环流衰减一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ipmin。这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。原边电流会保持为Ipmin的值不变。此时，将Q2关断。 8， t8时刻 图十一：t8时刻 t8时刻，Q2关断，此时Ip为Ipmin几乎等于0，故Q2的关断为零电流/零电压关断。 Q2关断后，原边的Ipmin小电流，由于漏电感LK 饱和电感LK的作用不能突变，将继续流动，流动路线为：C2；C4 T1 CB Lk L
12、s D1 U+。 为C2充电，为C4放电。此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。 4，t9时刻 t9时刻，原边的Ipmin小电流为C2充电，为C4放电完毕，电容C2上电压为U，电容C4上电压为零，随后D4导通。同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。一段时间 图十二：t4时刻 后，电流将衰减为零，并往负的方向发展。此时，Q1和Q4同时导通。重复上一个周期。 三，一次侧电流波形和逆变电路行为的对应点： 图十三 G1点对应超前臂关断点，X对应超前臂开关管并联的二极管续流点，T对应饱和电感退饱和点，G2点对应滞后桥关断点。 四，关键元件的设计计算 1，超前桥
13、臂的零电流开通，饱和电感的计算： 饱和电抗器的主要作用就是用来保证超前桥臂的零电流开通，当超前桥臂开关管开通时，饱和电感尚未饱和，电感非常大，电流从零开始缓慢的增加，直到开关管完全开通后，饱和电感才饱和，电流升至正常的副边反射电流。所以要求选用矩形系数大，导磁率高的涡流损耗小的闭合磁芯，首选环形铁氧体磁环，根据高斯磁路定律和电磁感应定律可知： NS=Ton*U/Bs (1) L=N2S0r/lc(2) 其中：N为饱和电感匝数；S为饱和电感磁芯导磁截面积；Ton为开关管导通总时间；U为直流母线电压；Bs为磁芯饱和磁密；L为电感量；0为真空导磁率0410-7 ；r为相对导磁率；lc为环形磁芯平均磁
14、路长度。由和式即可得出包和电感的磁芯导磁截面积和绕组匝数，再根据原边最大电流选择线径，保证磁环窗口能绕下绕组的条件下选择合适大小的磁环，这就确定了饱和电感的参数。 2，最小负载下超前桥臂的零电压关断，超前桥臂缓冲电容的计算： 我们起码得保证焊机在最小焊接负载情况下，超前桥臂的零电压关断条件，为此我们设定最小焊接电流为Io1，那么原边电流就为Io1/n 设超前臂开关的固故有关断时间为toff 要求在固有关短时间内保证充放掉桥臂电容C1和C3的电荷，故有：* toff = Qc =2CU 所以：C = Io1* toff /2nU 由此可求得电容C1和C3的值。 3，空载下超前桥臂的零电压关断，无
15、功功率电感的计算： 空载时，输出电流为零，PWM脉冲宽度最宽，ts 是最大宽度下的环流死区时间，一次侧的电流只有一个很小的励磁电流，在超前桥臂开关管关断时不能充分充放掉桥臂电容C1和C3的电荷，使得C1和C3有一定的残余电压，下一次导通的开关管会直接短路该电容，造成非常危险的微分焦耳热，很容易损坏开关管，因此必须引入无功功率电感，流过无功功率电感的无功电流必须满足：IR 2C*U/ts (3) 无功功率电感并接在主变压器原边，那么有：U = LR *di/dt 所以在一个导通周期内有：IR = U*Ton/2* LR (4) 那么：LR = U*Ton/2* IR U*Ton/2*(2C*U/
16、ts) = Ton*ts/4C 选择无功功率电感为：LR Ton*ts/4C (5). 图十四：无功功率电感加在原边 图十五：无功功率电感加在副原边 若无功功率电感并接在主变压器副原边 则其电感量为：LR Ton*ts/4Cn 4，适当缩短环流时间，加大环流衰减速度，隔直电容的计算： 环流发生在超前桥开关管关断后，滞后桥开关管关断前的时间段里，我们略去超前桥关断时桥臂电容充放电时间不计，可以得出超前桥关断时刻隔直电容上的电压的变化规律为： UCX =Io*t/CX Io*Ton/2*CX (6) 超前桥关断后，其续流二极管导通，此时隔直电容上的电压变化规律为： UCX =LK * di/dt (7) 联解两式构成的微分方程可得环路电流谐振降为零的时间t的表达式，文献上有计算隔直电容的具体方法，可以直接使用，再根据经验，用实验的方法酌情选取。若隔直电容越小，环流时间就越短，环流衰减速度就越大，环流通态损耗就越小，占空比损失也越小，但原边变压器电压损失会变大，要求变压器变比要增加；若隔直电容越大小，环流时间就越长短，环流衰减速度就越小大，环流通态损耗就越大小，原边变压器电压损失会变小，但占空比损失也越大，要求变压器变比也要增加。所以，只有根据具体情况，适当的选取其数值。 2
