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1、重点实验室开放项目结题报告（第十四期）双向DC-DC变换器在燃料电池能量管理中的应用项目编号：ZD201314062单 位：磁浮列车与磁浮技术重点实验室指导教师： 项目成员： 实验时间：2014年 9 月2014年 6 月一、概述我们此次实验项目的名称为“双向DC-DC变换器在燃料电池能量管理中的应用”。电动车燃料电池（FCEV)被认为是21世纪电动交通工具发展的最大成就。许多国家投资数百亿美元开发这个项目。双向DC-DC变换器是FCEV的一个核心部分。当车辆正常运行和加速时变换器给发动机提供能量，当车辆减速或制动是，则反馈能量。本课题是“燃料混合动力车电气模拟试验系统”中的一个部件。技术参数
2、如下：1 电池电压：DC24V2 双向DC-DC变换器输出电压24V 3 输出电流3A关键词：双向全桥DC/DC变换器充电模式放电模式控制模型 双向DC-DC变换器二、双向DC-DC变换器的几种典型拓扑双向DC-DC变换器是直流变换器的双象限运行，可实现能量的双向传输，在功能上相当于两个单相直流变换器，是典型的“一机两用”设备，在需要能量双向流动的场合可大幅度减轻系统的体积重量以及成本，具有重要的研究价值和实用价值。它的典型拓扑可分为：推挽正激移相式双向DC-DC变换器、级联式双向DC-DC变换器、正反激组合式双向DC-DC变换器；(一) 推挽正激移相式双向DC-DC变换器：其输出电感电流纹波
3、小、可以实现开关管ZVS开关的优点.为减小开关损耗,提出了一种谐振网络中谐振电容充电回路和放电回路分离的ZCT实现策略,减小了导通损耗和原有ZCT策略存在的开关管附加电流应力.研究了输入输出电压变比和移相角对移相式BDC环流能量的影响,指出移相式BDC方案不适于宽调压范围应用.最后把推挽正激电路应用在移相式BDC场合,它具有开关管有效箝位、响应速度快等优点.图一 推挽正激移相式双向DC-DC变换器原理图(二) 级联式双向DC-DC变换器 级联式BDC是一种新型BDC结构.首先以Buck/Boost BDC电路构建试验平台,研究了BDC的控制模型,指出单电压闭环的PID调节器可实现BDC系统稳定
4、.然后研究了直流变压器的工作特性,它具有易于实现ZVS开关、频带宽、功率密度高等优点.在此基础上,采用具有调压功能的Buck/Boost BDC和具有隔离变压功能的直流变压器级联,构成了级联式BDC.级联式BDC具有:两部分可分别优化设计、功率密度高、适于大变比变换的应用等优点.最后扩展了直流变压器的概念,提出了三种形式的AC-AC变压器,研究了控制方案,并进行了仿真和试验验证.该变压器的优点是:可对各种形状的低频电压进行比例变换、实现全部功率开关的ZVS开关、变换效率和功率密度高、宽频带、适用于各种负载性质等。图二 级联式双向DC-DC变换器原理图 (三)正反激组合式双向DC-DC变换器正反
5、激组合式BDC是一种新颖的BDC构成方案.正激和反激组合式BDC的一侧绕组串联,另一侧并联.这种结构的BDC拓扑解决了Buck/Boost隔离型BDC拓扑存在的开关管电压尖峰问题.正激和反激组合式BDC中的耦合电感和正激变压器一起向副边传递功率,克服了反激式BDC单纯采用耦合电感传递能量的缺点和移相式BDC采用变压器漏电感传递能量的缺点。图三 正反激组合式双向DC-DC变换器电力机车上的电动机是典型的有源负载，电动机根据驾驶员的不同指令既可以工作在电动状态，又可以工作在再生发电状态，既可以吸收电力牵引网电能将其转化为机械能及其它形式的能源输出，又可以将再生发电产生的电能反馈回牵引网中去。由于电
6、力机车中的电动机转速范围很宽，在这种情况下，双向DC-DC变换器可以将电力机车制动刹车时由机械能转换而来的电能，以可控的方式给蓄电池组充电。电力机车采用双向DC-DC变换器可以优化电力机车控制，提高机车整体的性能和能量使用效率。双向DC-DC变换器可以非常方便地实现能量的双向传输，使用的电力电子器件数目小，具有体积小、效率高、成本低等优点。双向DC-DC变换器原理：双向DC-DC变换器电路如图所示。通过控制开关T1和T2,达到双向直流升压与降压的目的。在升压运行时，T2动作，T1截止，变换器工作在Boost状态;当T1动作，T2截止时，变换器工作在Buck状态，实现降压功能。图四 双向DC-D
7、C变换器原理图三、双向DC-DC变换器基本原理3.1几种基本的变换器 电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。电源可分为两类：一是直流电(DC)，其频率f=0；二是交流电(AC)，其频率f0。因此按转换电源的种类，可分为4类基本的电能变换器，如图1.1所示。 图1.1电能变换器类型 DC/DC变换器，又称直流斩波器，将一种直流电转换成另一种直流电的电能变换器，是直流开关电源的主要部件。 DC/AC逆变器，将频率0f=的直流电转换成频率0f的交流电的电能变换器，是交流开关电源和不间断UPS的主要部件。 AC/DC整流器，将频率0f的交流电转变成频率0f=的直流
8、电的电能变换器。 AC/AC变频器，将频率为1f交流电转变为另一种频率为2f交流电的电能变换器。 这四类变换器可以是单向的，也可以是双向的，单向电能变换器将从一端输入的电能经变换后从另一端输出，双向电能变换器可实现电能的双向流动。本文主要研究对象是电能可以双向流动的DC/DC变换器，也称为双向DC/DC变换器。3.1.1双向DC/DC变换器的原理介绍 单向DC/DC变换器，能量只能从一端输入，从另一端输出，如图1.2所示，这类变换器的主功率传输通路上一般都有二极管这个环节，因此变换器传递能量时只能是单向的，即图1.2中，能量只能从1V经变换器传输到2V，而不能反向流动。然而对于有些需要能量可双
9、向流动的场合（1V和2V可以是直流电压源或直流有源负载，它们的电压极性保持不变。能量有时可从1V传输到2V，有时可从2V传输到1V），如果仍使用单向DC/DC变换器，则需要将两个单向DC/DC变换器反并联，如图1.3(a)所示，单向DC/DC变换器实现从1V到2V的能量流动，反并联单向DC/DC变换器实现从2V到1V的能量流动。但是这样电路就会变得复杂化，实际上可以将这两个单向变换器的功能由一个变换器来完成，即是双向DC/DC变换器。 图1.2单向DC/DC变换功能框图(b)双向DC/DC变换器结构图1.3双向DC/DC变换功能框图 双向DC/DC变换器是指在保持变换器两端的直流电压极性不变的
10、情况下，能够根据需要调节能量传递方向的直流变换器，如图1.3(b)所示。双向DC/DC变换器置于电源V1和V2之间，控制其间的能量传递。I1和I2分别是V1和V2的平均输入电流。根据实际需要，可以通过双向DC/DC变换器的控制器控制功率流向：使能量从V1传输到V2称为正向工作模式，此时I1为负、I2为正；使能量从V2传输到V1称为反向工作模式，此时I1为正、I2为负。3.1.2 双向DC/DC变换器的构成方法图1.5双向Buck-BoostDC/DC变换器演变示意图 从电路拓扑上讲，单向DC/DC变换器可简化为含有如图1.4(a)所示单向基本变换单元的基本原理结构5，该基本变换单元由一个有源开
11、关和一个二极管构成，简单的实例如图1.5(a)中的单向BuckDC/DC变换器和图1.5(b)中的单向BoostDC/DC变换器，由于二极管的存在，能量只能单方向传输。而常规的双向DC/DC变换器可简化为如图1.4(b)所示双向基本变换单元的基本原理结构，此双向变换单元由两个各自有反并联二极管的有源开关构成（反并联二极管也可是有源开关管体内寄生二极管）。图1.5(c)为基本的双向Buck-BoostDC/DC变换器，它有两种简单的工作方式：2Q保持关断，Q1采用PWM方式工作，变换器实际为一个Buck电路，能量从V1传输到V2；Q1保持关断，Q2采用PWM方式工作，变换器实际为一个Boost电
12、路，能量从V2传输到V1。 用同样的方法，可以将升降压式(Buck/Boost)、库克(Cuk)、瑞泰(Zeta)、赛皮克(Sepic)、全桥(Full-Bridge)等直流变换器构成BiBuck/Boost、BiCuk、BiSepic-Zeta、BiFull-Bridge等双向直流变换器。 与传统的采用双-单向DC/DC变换器来达到能量双向传输的方案相比，双向DC/DC变换器应用一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体开关器件数目少，且可以更快的进行功率传输方向的切换。而且，一般双向DC/DC变换器更方便在现有的电路上使用同步整流工作方式，有利于降低通态损耗。总之，双向DC/DC变换器具有
13、高效率、体积小、动态性能好和成本低等优势。1.1.3双向DC/DC变换器的分类 按照双向DC/DC变换器的构成方法，双向DC/DC变换器可以由单向DC/DC变换器演变而来，按输入和输出之间是否有电气隔离，或功率开关器件的个数进行分类。 非隔离型双向DC/DC变换器有：BiBuck-Boost、BiBuck/Boost、BiCuk、BiSepic-Zeta等，这类变换器只能实现电流的双向流动，并不能改变电压的极性，故称为电流双向变换器，即在电压和电流为坐标的平面内，仅电流可正可负，变换器工作在第I和第II象限。电压双向变换器则只能实现电压极性的变换，电流方向不变，变换器工作在第I和第象限。桥式直
14、流变换器既能实现电流的正与负，也能改变输出电压的极性，为四象限直流变换器。因而这种四象限直流变换器对直流电机电枢供电时，可以使直流电机在四个象限区域工作。 隔离型双向DC/DC变换器有：反激式双向(Biflyback)DC/DC变换器，正激式双向(Biforward)DC/DC变换器，双向半桥(Bihalfbridge)DC/DC变换器，双向推挽(Bipush-pull)DC/DC变换器，双向全桥(Bifullbridge)DC/DC变换器等。不仅同一种类型的隔离直流变换器可构成隔离型双向DC/DC变换器，而且不同形式的隔离直流变换器也可组合成隔离型双向DC/DC变换器。 直流变换器的拓扑有很
15、多种，也在不断发现新的电路拓扑。双向直流变换器的电路拓扑也在不断增加。双向直流变换器按开关转换条件，也可分为硬开关和软开关两类。3.2.2燃料电池电源系统 燃料电池是一种可以将化学能转变成电能的装置，在电动汽车和电力机车中有很好的应用前景。 在燃料电池系统中含有一个压缩机电机，正常运转情况下，该压缩机可由燃料电池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电压尚未建立起来，需要辅助电源来供电，提供压缩机电机的驱动能量，给燃料电池创造启动条件。辅助电源有两个作用:在燃料电池启动前，提供直流母线的电压；当汽车制动时，希望制动能量能够回馈并得到合理的应用。采用蓄电池作为辅助供电电源，通过双向DC/DC
16、变换器可以满足这两个方面的要求：快速启动燃料电池；将制动能量回馈给蓄电池。图1.8为电动汽车燃料电池电源系统结构框图，双向DC/DC变换器是此电源管理系统中的重要组成部分之一。为了和目前的汽车负载保持兼容1214，电池电压一般为12V，直流母线电压为288V。蓄电池供电时，双向DC/DC变换器工作在放电模式，输入电池电压波动，输出稳定电压288V，放电功率1.5kW；蓄电池储能时，双向DC/DC变换器工作在充电模式，将电能存储于蓄电池中。上述领域中应用的双向DC/DC变换器的共同特点是：变换器功率较大，变换器所连接的电路中一端是电压较低的蓄电池，另一端的电压较高。由于电压等级差别较大，同时出于
17、安全、输出匹配等因素的考虑，这类变换器一般都采用变压器进行低压与高压之间的隔离，即选用隔离型双向DC/DC变换器。双向全桥DC/DC变换器的工作原理3.2.1变换器主电路拓扑 带隔离变压器的双向全桥DC/DC变换器的拓扑结构如图2.1所示。图2.1中变压器两侧整流/逆变单元均是全桥型结构，高压侧的为电压型全桥结构，低压侧为电流型全桥结构。两侧可以实现能量的双向流动。 图2.1中，1R为高压侧母线负载；变压器两侧绕组匝数分别为1N、2N，匝比为N=N1：N2；Lr1为变压器高压侧等效漏感或与外串电感之和；Lr2为变压器低压侧等效漏感或与外串电感之和；Cb1、Cb2分别为变压器高压侧和低压侧所串隔
18、直电容；Lf在充电模式时是滤波电感，放电模式时是储能电感；fC是高压侧的滤波稳压电容。 该变换器有两种工作模式：当供电电源V1正常时，开关K1闭合，V1提供母线负载R1能量，同时通过变换器给蓄电池V2充电，称为充电模式；当供电电源V1故障时，开关K1断开，蓄电池V2作为应急供电电源通过变换器升压后提供高压侧母线负载R1能量，称为放电模式。充电模式时，开关管Q1Q4有驱动信号，并采用移相PWM控制方式，而开关管Q5Q8则不加驱动信号，只利用其反并联二极管D5D8实现输出全桥整流。放电模式时，开关管Q5Q8有驱动信号，当四个开关管同时导通时电感Lf储能，当对管Q5、Q8（或Q6、Q7）同时导通时，
19、向高压侧负载传递能量，实现变换器的升压功能，而开关管Q1Q4则没有驱动信号，只利用其反并联二极管D1D4实现输出全桥整流。3.2.2控制方式 桥式直流变换器和逆变器一样，有双极性、单极性和移相三种控制方式。在桥式直流变换器中，移相控制方式易实现开关管的零电压（ZVS）开通，故在此讨论研究移相控制方式下的全桥直流变换器。移相控制方式一个桥臂的两个开关管的驱动信号180度互补导通且中间有死区，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压。图2.2(b)中Q1、Q2的驱动信号超前于Q3、Q4一个相位，称Q1、Q2组成的桥臂为超前桥臂，Q3、Q4组成的桥臂为滞后桥臂。图2
20、.2(a)中的开关管Q1Q4上不仅有反并联二极管D1D4，还有并联电容C1C4，它们可以是开关管的结电容，或外加的小电容。C1C4的作用是使开关器件在关断时其两端电压从零缓慢上升，实现软关断，减少关断损耗。在开关器件关断、开通过程中，电容C1C4与Lr1谐振，使开关管在施加驱动信号开通时其两端电压已为零，从而实现零电压开通，无开通损耗。3.2.3运行模式分析为了使图2.2(a)电路工作原理的分析简明、清晰，假定：(1)所有功率开关管均为理想器件，忽略正向压降及开关时间；(2) 所有电感、电容和变压器均为理想元件；(3) C1=C2，C3=C4；(4)只要滤波电感Lf比较大，且LfLn/n*n
21、图2.2(b)是该全桥变换器的充电模式时的主要工作波形，在一个开关周期中，共有12个开关模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作情况类同，所以图2.2(c)只画出稳态工作时半个周期6个开关模态的等效电路，且未画出变压器输出电路。模态1：t=t0时，Q1关断，电感Lr1电流达到最大值ip=Ip。由于电路有电感，等效电感L很大，电流ip变化不大，ip从Q1转到C1、C2。C1从零电压开始充电，实现了Q1软关断；C2放电。T=t1时，C1从零充电到V1，C2从V1放电到零，VAB=VCD=0，D2开始导电，创造了Q2的ZVS条件。副边经5D、D8整流输出。3.2.4占空比损失的计算观
22、察图2.2(b)的逆变器输出电压VAB和整流桥输出电压VCD的波形，可知，在t2t5和t8t11期间，VAB0，VCD=0，这就造成，半个周期内整流桥输出电压VCD的占空比Deff小于逆变器输出电压VAB的占空比D，占空比有损失。下面计算副边占空比effD和原边占空比D之间的关系263338。为分析方便，忽略开关管并联电容充放电过程，则移相全桥直流变换器理论开关波形可进一步简化，见图2.3，图中给出了充电模式一周期内开关管斩波电压ABV、电感1rL上的电流pi波形和变压器副边整流输出电压CDV波形。由图2.3可见，由于变压器存在漏电感1rL，使占空比损失期间(25tt和811tt)，原边电流以
23、斜率11/rVL上升，因此输出电压CDV占空比effD小于原边占空比D，D由超前臂和滞后臂开关管的驱动信号的相位差决定:原边占空比由移相控制决定；副边占空比DeefD。充电模式时，变换器的电压增益(推导过程见第三章)为：V2/V1=Deef/n (2-8)功率传输阶段，变压器高压侧漏电感电流最大值为Ip，最小电流为I1，此期间变压器提供充电电流Io，所以折算到高压侧的充电电流Io/n可以近似为高压侧电感电流的平均值。为减少占空比损失，可减小电感Lr1，但是会影响实现开关管的ZVS开通。因此，要选取合适的电感Lr1。由于占空比的损失，为保证输出电压，必须减少变压器变比n，而变比的减小又带来新的问
24、题：原边电流增加，开关管峰值电流增加，通态损耗增加；副边整流管耐压增加；占空比损失增加。四、双向全桥DC/DC变换器的系统设计该变换器的系统结构框图如图4.1所示，该结构可以看成一个闭环系统，基本结构包括：高频整流/逆变单元、隔离变压器、保护电路、驱动电路、采样电路、控制电路。 4.2主电路参数设计电路参数见概述部分；4.2.1主变压器的设计变压器的设计主要包括：磁心选择、匝数计算等。该全桥直流变换器的两个半周期的工作都用同一个原边绕组，磁心和绕组使用率都很高。为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数多些，电感量大些。因此选择高磁合金材料的磁心比较合适，而且磁心不带气隙。具体设计步骤如下：磁心选择根
25、据放电功率、效率，确定变压器输入、输出功率。计算式如下： 根据输入功率确定合适的磁心型号。再由磁心型号得到变压器在开关频率为20kHz时的最佳磁感应强度B。则磁感应强度的变化量为B=2B。原边线圈匝数的计算原边线圈匝数计算式如下： 其中: V1原边线圈所加直流电压，在有波动时取最小值（V）； ton最大导通时间（s）； B总磁感应强度变化量（T）； Ae磁心有效面积（2mm）。原副边匝数比n的计算原副边匝数比按如下公式计算： 为了保证整个电压输入范围内变换器都能输出额定的电压，式(4-3)中输入电压1V用的其最小值V1(min)，VSW是原边开关管的导通压将，D(max)p为原边最大占空比，一
26、般取0.45，Dsec(max)为副边最大占空比，取0.4，V2(max)为输出电压最大值，VL为电感上的电压损失，VSR为副边整流二极管上的压降，VR为线路压降。副边匝数的计算副边匝数的计算如下： 根据式(4-2)和式(4-3)计算的原边匝数1N和原副边匝数比n，再由式(4-4)可以确定副边匝数N2。实验时变压器参数为：N1=36，N2=12，n=3; 放电模式电感电流连续工作主要波形如图2.5(b)和图4.2所示，假设电感Lf工作在连续状态。图4.2中，半个周期T/2内，Q5Q8四个开关管同时导通的时间为(1-D)T/2，在此期间，电感Lf储能，电感Lf电流iLf 线性上升，其增量为： 对
27、管Q5、Q8（或Q6、Q7）导通的时间为T/2D，电感Lf传递能量，电流iLf线性下降，其变化量为 ： 由于稳态时这两个变化量相等，则： 化简得稳态电压增益为 由输出功率与输入功率相等，得： 当电感Lf较小，或负载电阻较大，或T较大时，iLfmin会为零，即电感Lf工作在临界连续状态，此时，电感值为临界电感LC。电池放电电流I2与电感电流iLf存在以下关系： 则，将式（4-5）、（4-7）、（4-8）代入上式，得临界电感Lc计算式如下： 4.2.2电感Lf的选取 本文研究的双向DC/DC直流变换器，放电工作时，电池电压变化范围为1524V，负载功率为72W，开关频率f=10kHz，电感电流iL
28、f工作连续状态。考虑电池最低时的情况，则： =0.6*15/24=0.375由式(4-9)求临界电感： =2mH4.3辅助电路设计4.3.1保护电路设计 为了保证系统的正常工作，需要设计保护电路。充电模式时，变换器负载是蓄电池，采用恒平均电流充电，为防止过充电，充电电压须有一个限定值，因此该模式下保护电路应具有以下功能：输出过流保护；输出过压保护；输入过压保护。放电模式时，变换器负载是耗散型阻性负载，电源是蓄电池，为防止蓄电池过放电，保护电路应具有以下功能：输入欠压保护；输出过压保护；输出过流保护。当保护电路动作时，能够封锁驱动信号，保证电路的正常工作。4.3.2驱动电路设计本文所研究的双向全
29、桥DC/DC变换器的开关管MOSFET的驱动电路选用英飞凌XE162单片机。4.3.3采样电路设计 本文所研究的变换器需要实现能量的双向流动，因此对于充放电工作模式时的电压、电流都需要进行采样。采样对象有：高压侧电压V1、电流I1，低压电池侧电压V2、电流I2。由于能量可以双向流动，电压V1、V2极性不变，电流I1、I2方向可正可负。 通过电压霍尔、电流霍尔检测得到需要的变量，同时又可以实现采样输出电路和主电路之间的隔离。但是，两种模式下检测到的电流方向相反，电流霍尔检测值有正有负，因此需要设计合理的电流检测电路和软件处理方式以针对不同工作模式下的变量进行正确处理。本文所设计的电压、电流检测电
30、路分别如图4.5(a)、(b)所示。检测电路输出端接稳压二极管D1、D2，是为了防止检测值过高，损坏DSP芯片。 电压检测时，通过调节电位器R5、R6，或修改程序中参考电压Vref，可以很方便的实现对电压V1、V2的调节。电流检测时，由于电流极性可正可负，通过叠加-12V的电压，在经过一级反相放大电路，即可得到恒定为正的电流检测值。但是AD口处得到的电压值并不对应实际电流大小，程序中需要进行处理。变换器实际需要实现的功能是：充电时，电池充电电流I2的恒定；放电时，负载R1上的电压V1恒定；电池电压V2欠压保护，负载电流I1过流保护等。第点可以通过模拟电路实现，或者数字电路实现。若采用数字电路，
31、则电流采样需要用到图4.5(b)的采样电路结构。若采用模拟电路，则第点电流采样可以和电压采样采用同一电路结构：霍尔检测值经过电压跟随器，再送入DSP芯片。可以减少DSP芯片的运算时间。4.4控制电路设计4.4.1控制芯片选取双向全桥DC/DC变换器主电路拓扑有八个功率开关管和一个有源钳位开关管，因此，控制电路应能够产生变换器所需要的9路PWM驱动信号。根据变换器对控制器的需求，本实验控制芯片选用英飞凌XE162。英飞凌XE162的执行速度达20MIPS，几乎所有的指令都可以在50ns的单周期内完成。作为系统管理器，DSP必须具备强大的片内I/O和其它外设功能。英飞凌XE162片内的事件管理器与
32、其它任何一种DSP都不同。该事件管理器中包括特殊的PWM产生功能，特殊的附加功能包括可编成的死区功能和空间矢量PWM状态机。三个独立的向上/下计数器，每个都有属于它自己的比较寄存器，可以产生非对称的和对称的PWM波形。4.4.2驱动信号产生机理利用DSPTMS320F240芯片的事件管理器的三个全比较单元输出6路PWM驱动信号和一个单比较单元输出的1路PWM驱动信号，来驱动双向全桥直流变换器的8个主开关管和电池侧的有源无损钳位开关管，如图4.6所示对应关系。下面分别介绍充放电模式驱动信号产生机理。 4.4.2.1充电模式充电模式时，变换器开关管Q1Q4有驱动信号，Q5Q8没有驱动信号，则全比较
33、单元1、全比较单元2工作。全比较单元1、全比较单元2产生的4路2对互补信号PWM1、PWM2和PWM3、PWM4分别用来驱动变换器高压侧开关管Q1Q4，采用移相控制方式，超前桥臂开关管超前滞后桥臂开关管一定的角度，这个角度即是移相角，且桥臂上下开关管驱动信号互补且有死区时间防止开关管上下直通。因此，固定全比较单元1发生时间，再经过延迟移相角发生全比较单元2，这样就可以实现超前臂和滞后臂之间0180度范围内移相。该方法实现原理参考图4.7。 从图4.7中可以看出，定时器T1采用连续增减计数模式，在计数器T1CNT=0下溢中断和T1CNT=T1PR周期中断时，计算和更新比较寄存器CMPR1和CMP
34、R2的值。设移相角对应的延迟时间为t，对应的DSP内部计数值为N，显然在0T/2区间内CMPR1与CMPR2的关系以及T/2T时间段内CMPR1、CMPR2的值与0T/2时间段内CMPR1、CMPR2的值的关系可分别用(4-11)式和(4-12)式表示如下：4.4.2.2放电模式放电模式时，变换器开关管58QQ有驱动信号，14QQ没有驱动信号，全比较单元3、单比较单元1工作。全比较单元3产生的驱动信号PWM5用来驱动5Q、8Q，单比较单元1产生的驱动信号PWM7用来驱动7Q、6Q。PWM5和PWM7两路信号进行与非运算后经过数字I/O口输出信号来驱动有源钳位开关管cQ。该方法实现原理参考图4.
35、8。从图4.8中可以看出，定时器T3采用连续增减计数模式。在计数器T3CNT=0下溢中断时，更新比较寄存器CMPR3和SCMPR1的值；在T3CNT=T3PR周期中断时计算58比较寄存器CMPR3和SCMPR1的值。设开关管58QQ同时导通的时间对应于DSP内部计数值为1N，显然在0T/2区间内CMPR3与SCMPR1的值和T/2T时间段内的值相等，即一个周期不改变CMPR3与SCMPR1寄存器中的值。CMPR3与SCMPR1的关系可用下式表示： (4-13)图4.8放电模式时58QQ、cQ驱动信号产生机理 通过闭环控制得到Q5Q8同时导通的时间所对应的计数值，在周期中断中通过式(4-13)计
36、算得到比较寄存器的值，并更新。实验证明：这种驱动信号产生方法只需用到DSP的PWM1PWM5、PWM7六路PWM输出和一个I/O口，从而提供双向全桥DC/DC变换器8个开关管和一个钳位开关管的驱动信号，非常方便。五、双向全桥DC/DC变换器系统的软件设计5.1双向DC/DC变换器数字化控制的软件实现双向DC/DC变换器，可以实现能量的双向流动。通常充电模式时，要求充电电流恒定不变；而反向放电模式时，要求输出电压恒定不变。通过对高压侧开关管14QQ的移相控制可以实现充电电流的恒定；通过对低压侧开关管Q5-Q8对关同时导通时间的控制可以实现输出电压的稳定。控制电路的功能就是通过软件设计实现以上功能
37、，并且能根据需要自动切换充放电模式。5.1.1充放电模式间的切换本实验中，高压侧正常供电电压为V1，并假设高压侧负载R1所需要的最低供电电压为V1min；低压侧供电电源为蓄电池，其电压为V2；变压器绕组匝比为n=N1:N2。供电正常时，变换器应工作在充电模式，对电池恒平均电流充电；若是供电电源1V出现故障或电压未建立起来时，变换器应工作在放电模式，提供高压侧负载所需要的电压(至少是V1min)。为了方便充放电模式间的切换，放电模式时，输出电压稳定在V1min。我们已经知道稳态工作时变换器两侧电压的关系式如下： 其中D为半个开关周期内变换器传输功率所用的时间占空比，1DV1min，变换器应工作在
38、充电模式；故障或电压未建立起来时，V1V1min，变换器应工作在放电模式。因此，检测高压侧1V，与V1min进行比较，即可确定变换器的工作模式，进而进行充放电工作模式间的切换。5.2.2程序流程主程序流程图和ADC的中断服务程序流程图分别如图5.1(a)、5.1(b)所示。 变换器工作在充电模式时，充电电流恒定不变，采用电流闭环调节。充电电流i2通过采样电路反馈给DSP的ADC模块，在AD中断程序里读取采样值，然后进行数字滤波，数字PID控制器调节，实现恒流充电。前面第三章的控制模型中反馈量是电感电流iLf，这是因为电感电流闭环调节时，相当于闭环传递函数增加了一个零点，使幅频特性展宽，响应速度
39、更快，实际试验时即是采用电感电流iLf作为闭环调节量。而变换器工作在放电模式时，电池放电，要求输出电压稳定在V1min，采用电压闭环调节。输出电压V1通过采样电路反馈给DSP的ADC模块，在AD中断程序里读取采样值，然后进行数字滤，数字PID控制器调节，实现输出电压稳定。在高压侧供电电源故障或者电压还没有建立起来时，V1V1min，通过软件判断，将变换器工作在放电模式，当负载端电压上升到一定程度时，V1V1min，通过软件判断，将变换器工作在充电模式。该程序可以进行电路工作模式的判断，使变换器工作在正确的工作模式，同时可以实现变换器的闭环调节。5.3数字PID控制器的算法实现模拟PID控制器的
40、传递函数为：使用后向差分法进行离散，可得数字PID控制器的增量式算法的表达式：六、 附录6.1主电路图6.2 PCB图6.2 实物图七、参考文献1陈坚.电力电子学电力电子变换和控制技术.北京：高等教育出版社，20022严仰光.双向直流变换器.南京：江苏科学技术出版社，20043阮新波，严仰光.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术.北京：科学 出版社，19994陈刚.软开关双向DC/DC变换器的研究：博士论文.杭州：浙江大学，20015张方华.双向DC/DC变换器的研究：博士论文.南京：南京航空航天大学，20046张方华，严仰光.一族正反激组合式双向DC/DC变换器.中国电机工程学报，2004,24(5):157-162
