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1、6.1.1 功率放大器的主要指标6.1.2 功率放大器的分类,6.1 概述,项目六 低频功率放大器,6.1 概述 6.1.1 功率放大器的主要指标 1.输出功率Po 功率放大器应给出足够大的输出功率Po以推动负载工作。为此，功放管一般工作在大信号状态,以不超过管子的极限参数（ICM、U(BR)CEO、PCM）为限度。这就使功放管安全工作成为功率放大器的重要问题。,2.效率 功率放大器的效率定义为功率放大器的输出信号功率Po直流电源供给功率放大器功率PE之比,用表示，即=功率放大器要求高效率地工作，一方面是为了提高输出功率，另一方面是为了降低管耗。直流电源供给的功率除了一部分变成有用的信号功率以
2、外，剩余部分变成晶体管的管耗PT(PT=PE-Po)。管耗过大将使功率管发热损坏。所以，对于功率放大器，提高效率也是一个重要问题。,3.非线性失真 功率放大器为了获得足够大的输出功率，需要大信号激励，从而使信号动态范围往往超出晶体管的线性区域，导致输出信号失真。因此减小非线性失真，成为功率放大器的又一个重要问题。概括起来说，要求功率放大器在保证晶体管安全运用的情况下，获得尽可能大的输出功率、尽可能高的效率和尽可能小的非线性失真。,6.1.2 功率放大器的分类 功率放大器根据功放管导通时间的长短（或集电极电流流通时间的长短或导通角的大小）,分为以下4种工作状态:（1）甲类工作状态。甲类工作状态下
3、，在整个周期内晶体管的发射结都处于正向导通,即导通角等于180,如图6-1（a）所示。甲类工作状态又称为A类工作状态。（2）乙类工作状态。乙类工作状态下，晶体管的发射结在输入信号的半个周期正向导通,在另外半个周期反向截止,晶体管半周导电半周截止。,集电极电流只在半周内随信号变化,而在另外半个周期截止,即导通角等于90,如图6-1（b）所示。乙类工作状态又称为B类工作状态。（3）甲乙类工作状态。它是介于甲类和乙类之间的工作状态,即发射结处于正向导通的时间超过半个周期,但小于一个周期,即导通角大于90小于180,如图6-1（c）所示,甲乙类工作状态又称为AB类工作状态。（4）丙类工作状态。丙类工作
4、状态下，晶体管发射结处于正向导通的时间小于半个周期,集电极电流流通的时间还不到半个周期,即导通角小于90,如图6-1（d）所示。丙类工作状态又称为C类工作状态。,图 6-1放大器工作状态的类型（a）甲类;（b）乙类;（c）甲乙类;（d）丙类,由图6-1可以看出，在相同激励信号作用下，丙类功放集电极电流的流通时间最短，一个周期平均功耗最低，而甲类功放的功耗最高。分析表明，相同输入信号下如果维持输出功率不变，4类功放的效率满足：甲甲乙乙丙。理想情况下，甲类功放的最高效率为50%，乙类功放的最高效率为78.5%，丙类功放的最高效率可达85%90%。但丙类功放要求特殊形式的负载，不适用于低频。低频功率
5、放大器只使用前 3 种工作状态。,6.2.1 乙类推挽功率放大器的工作原理6.2.2 乙类推挽功率放大器的分析计算6.2.3 乙类推挽功率放大器的非线性失真,6.2 互补推挽功率放大器,6.2 互补推挽功率放大器,6.2.1 乙类推挽功率放大器的工作原理 由6.1节的分析可以看出：低频功放采用乙类工作状态可以提高效率。但功放管处于乙类工作状态时，管子静态工作电流为零，输出波形将被削去一半,这将产生严重的非线性失真。为解决此矛盾,我们选用两只特性完全相同的异型晶体管,使它们都工作在乙类状态。两只晶体管轮流工作,一只晶体管在输入信号正半周导通,另一只晶体管在输入信号负半周导通,这样两管交替工作,犹
6、如一推一挽,在负载上合成完整的信号波形。图6-2（a）所示的就是推挽功率放大器的原理电路。,图中V1为NPN型晶体管,与RL组成射极输出器;V2为PNP型晶体管,与RL也组成射极输出器。采用EC两组电源供电。电路工作原理很简单,在无信号时,两管基极的静态电位为零,所以V1、V2都不可能导通,处于截止状态,静态工作电流ICQ=0。假设管子导通电压为零,则当输入信号为正半周时,V1导通,V2截止,在RL上给出上半周信号;而当输入信号为负半周时,V1截止,V2导通,在RL上给出下半周信号。这样，在输入信号一个周期里,V1、V2交替工作,在负载RL上合成一个完整的输出波形,如图6-2（b）所示。这种电
7、路由于采用了互补晶体管,故称为互补推挽电路。,图6-2推挽功率放大器原理（a）电路；（b）电流波形,6.2.2 乙类推挽功率放大器的分析计算 为了便于图解分析,我们把图6-2（a）中V2的特性曲线倒置于V特性曲线的下方,使它们的静态工作点重合,形成组合特性曲线,如图6-3所示。然后作出交流负载线,画出集电极电流和电压波形。1.输出功率Po 整个放大器（即两个晶体管）的输出功率为 Po=可见输出功率的大小与输出电压Ucem、输出电流Icm有关,也就是说与激励信号的大小有关。为此定义电压利用系数,图 6 3 乙类推挽功放组合特性曲线,则,当=1（忽略晶体管的则电源饱和压降）时,输出功率最大,即,2
8、.电源供给晶体管的直流功率PE 乙类推挽放大器中,每个晶体管的集电极电流为半个周期的非正弦波,如图6-2（b）所示。其电流的平均值用I0表示，则,由以上分析可知,乙类工作状态,电源供给的直流功率不是恒定不变的,而是随着输入信号大小而变化。输入信号小时,电源供给的直流功率也小;输入信号大时,电源供给的直流功率也大。所以,乙类工作状态效率较高。3.集电极功耗PT 集电极功耗系指每管的集电极损耗功率。上述Po及PE均是对两个管子而言的,因此每管的集电极功耗PT是,式（6-12）可用来作为选择功率管的依据。例如，若要求Pomax=10W,则只要选用集电极功耗PCM2W的晶体管即可。4.集电极效率C 集
9、电极效率是集电极输出功率与电源供给功率之比,C=上式表明,乙类推挽功率放大器的集电极效率与集电极电压利用系数成正比。当=1 时,效率最高,即,上式是乙类功率放大器理想情况下的极限效率，实际乙类功放的效率一般在60%左右。5.功放管的耐压 在有激励信号且乙类推挽放大器其中一管处于截止状态时，功放管集电极与发射极之间承受的反向电压较大,它等于电源电压和输出电压幅度之和。当UcemEC时,反向电压最大,即 EC+UcemEC+C=2EC 因此,功放管的耐压必须大于每管电源电压的两倍,即U(BR)CEO2EC,这也是选择功放管的一条依据。,6.功放管的最大允许电流 功放管处于导通状态时,流过管子的最大
10、电流为Ucem/RLEC/RL,所以,功放管的集电极最大允许电流必须大于该值,ICM,6.2.3 乙类推挽功率放大器的非线性失真（选讲）1.推挽电路对偶次谐波的抑制 在推挽放大器中,若两管的特性完全一致,那么它们的电流、电压波形完全对称，这样,iC1、iC2可分别写成 iC1=I0+Icm1 cos(1t+1)+Icm2cos(21t+2)+Icmncos(n1t+n)+(5-17a)iC2=I0+Icm1cos(1t+1)+Icm2cos(21t+2+2)+,而由图6-2（a）可知iL=iC1-iC2=2Icm1cos(1t+1)+2Icm3cos(31t+3)+可见输出电流（或电压）中没有
11、偶次谐波成分,即推挽电路可以抑制偶次谐波。实际上由于两管特性的差异及电路的不完全对称,输出电流（或电压）中总会有些偶次谐波成分,这就要求尽量精选配对管子,减小非线性失真。2.交越失真与工作点的选择 iC1、iC2在开始导通的一段时间里增长很慢,当iC1与iC2相互交替时,（iC1iC2）的波形和正弦波形相差较大,如图6-5所示。这种乙类推挽放大器所特有的失真称为交越失真。,图 6 5 交越失真,为了消除交越失真,可分别给两只晶体管的发射结加很小的正偏压,让两只晶体管各有一个很小的电流ICQ流过。这样,既可以基本上消除交越失真,又不会对效率有很大的影响。图6-6示出了加正偏压后,对应负载电流（i
12、C1iC2）的波形。严格地讲,此时晶体管已工作在甲乙类状态,但由于正偏压较小,静态电流很小,所以一般仍称它为乙类功率放大器,其分析计算也按乙类功率放大器对待,以区别静态电流较大的甲乙类功率放大器。乙类推挽功率放大器加正向偏置的常用形式如图6-7所示。,图 6 6 交越失真的消除,图 6 7 消除交越失真的实际电路,对于图6-7（a）电路,正向偏压是利用IC1流过R1产生直流压降,为V2、3推挽管提供需要的偏压 UBE2=UBE3,对于图6-7（b）电路,利用二极管（由三极管V4、V5连接而得），为V2、V3提供所需的正向偏压。UBE2=UBE3=UD2 对于图6-7（c）电路,V1、R1、R2
13、组成的恒压源电路为V2、V3管提供所需偏压。由图可知,忽略IB,则IR1R2,于是不难得到 UBBUBE1+调整R1、R2的比值,可改变V2,V3 基极间的电压,即可得任意倍数UBE的UBB,所以通常称该电路为UBE倍增电路。以上讨论的互补对称推挽电路,由于采用正负两组电源供电,当无输入信号时,静态输出电位为零,负载RL可直接连到功放电路输出端,不需要输出耦合电容,因此这种电路又称OCL（Output Capacitor Less）电路。,6.4 其他形式的功放电路,6.4.1 单电源供电的互补推挽电路 双电源互补推挽电路有时使用不便,因此提出单电源供电的互补推挽电路,如图6-9所示。V1组成
14、激励级,工作在甲类放大状态。V2、V3组成互补推挽功放级,输出端通过大电容C2与负载RL相接。由V1的静态电流在电阻R4两端产生的电压U BB为2、V3提供正向偏置电压,以消除交越失真。,图 6 9 OTL电路,C3用来旁路R4,使加到V2、V3基极的激励信号电压相等。调整激励级V1的静态工作点（改变电阻R1）,使B点电位UB约等于EC/2+0.7V,则UE=EC/2。由于C2容量很大（大于200 F）,其充放电时间常数远大于信号的半个周期,所以在两管轮流导通时,电容器两端电压基本不变,恒等于EC/2。因此V2和V3两管的等效电源电压为EC/2,这与图6-2（a）正负两组电源供电情况是相同的。
15、图6-9所示的推挽电路的输出功率、效率、功耗等的计算方法与图6-2（a）电路的也完全相同,只需用EC/2取代公式中的EC即可,这里不再重复。图6-9所示电路又称为OTL（Output Trantsformer Less）电路。,6.6.2 准互补推挽功率放大器 1.复合管的构成 图6-10为复合管的两种形式。图（a）为两只NPN管等效一只NPN管,这种复合接法称为达林顿接法;图（b）中V1为PNP管,V2为NPN管,二者等效一只PNP管。可见，复合管的类型取决于第一个晶体管的类型。在构成复合管时应保证两管的基极电流能流通，而且第一管的集电结不能和第二管的发射结接在一起,以免集电结电压受发射结电
16、压的限制。2 准互补推挽电路 图6-11所示是一准互补OTL电路。图中V1、V3等效为NPN管,V2、V4等效为PNP管。V3、V4是同类晶体管,不具互补性；互补作用是靠V1、V2实现的,这毕竟和完全互补不同,故称为准互补。,图6 10 复合管的两种形式图,图6 11 准互补OTL电路（a）等效NPN管;（b）等效PNP管,6.4.3集成功放电路 目前集成功放电路已大量涌现,其内部电路一般均为OTL或OCL电路,集成功放除了具有分立元件OTL或OCL电路的优点外,还具有体积小、工作稳定可靠、使用方便等优点,因而获得了广泛的应用。低频集成功放的种类很多,较常用的器件列在表6-1中。下面以LM38
17、6为例作一简单介绍。,LM386是一种低电压通用型低频集成功放。该电路功耗低、允许的电源电压范围宽、通频带宽、外接元件少,广泛用于收录机、对讲机、电视伴音等系统中。LM386内部电路如图6-16（a）所示,共有3级。V1V6组成有源负载单端输出差动放大器，用作输入级,其中V5、V6构成镜像电流源用作差放的有源负载以提高单端输出时差动放大器的放大倍数。中间级是由V7构成的共射放大器,也采用恒流源I作负载以提高增益。输出级由V8V10组成准互补推挽功放,其中VD1、VD2组成功放的偏置电路以消除交越失真。,图 6-16 LM386集成功率放大器（a）内部结构图;（b）管脚排列,LM386的管脚排列
18、如图6-16（b）所示,为双列直插塑料封装。管脚功能为:2、3脚分别为反相、同相输入端;5脚为输出端;6脚为正电源端;4脚接地;7脚为旁路端,可外接旁路电容以抑制纹波;1、8脚为电压增益设定端。当1、8脚开路时,负反馈最深,电压放大倍数最小,此时Auf=20。当1、8脚间接入10 F电容时,内部1.35 k电阻被旁路,负反馈最弱,电压放大倍数最大,此时Auf=200（46 dB)。当1、8脚间接入电阻R和10 F电容串联支路时,调整R可使电压放大倍数Auf在20200间连续可调,且R越大,放大倍数越小。LM386的典型应用电路如图6-17所示。,图 6 17 LM386典型应用电路图,参照上面
19、的说明,我们可以知道:5 脚输出:R3、C3构成串联补偿网络，与呈感性的负载（扬声器）相并,最终使等效负载近似呈纯阻,以防止高频自激和过压现象。7 脚旁路:外接C2去耦电容,用以提高纹波抑制能力,消除低频自激。1、8 脚设定电压增益:其间接R2、10 F串联支路,R2用以调整电压增益。当R2=1.24 k时,Auf=50。将上述电路稍作变动,如在1、5脚间接入R、C串联支路,则可以构成带低音提升的功率放大电路。,利用LM386还可以组成方波发生器,详细情况，请读者参阅有关书籍。例 6 1 图6-18所示为一扩音机的部分电路（1）分析电路，说明电路由哪几部分组成，各部分分别属于何种电路形式。（2
20、）假设V9、V10的饱和压降为2V，估算负载RL上的最大输出电流ILmax。（3）设三极管的UBE及二极管的导通压降UD均为0.7，估算ICQ1、ICQ4的值。,图 6 18 例6-1图,（4）当负载RL上有最大不失真输出电压时，输入信号的幅度Uim应为多大？（5）估算电路的最大输出功率Pomax和功放管的最大管耗PTmax。（6）说明C2、C3和C4的作用。解:(1）电路的组成。输入级：由V1、V2、V3组成单端输入、单端输出的恒流源差动放大电路，可有效地放大信号，抑制零漂。,中间级：由V4、V5组成有源负载的共射放大器。其中V4为放大管，V3为V4的有源负载，从而保证本级有较高的电压增益。
21、输出级：由V7V10共同构成准互补OCL电路，向负载输出大功率。其中V7、V9复合等效为一只NPN管，V8、V10复合等效为一只PNP管。同时，由V6、RC4、RC5组成的UBE倍增电路为功放复合管提供微弱的正偏电压，以消除交越失真。调节R4可方便地改变V7、V8基极间的静态压降。偏置电路：由V3、V5和VD1、VD2、R1组成的电流源电路为各级提供合适的静态偏置，同时兼作有源负载以提高电压增益。,（2）最大输出电流ILmax。当V9或V10处于临界饱和状态时，负载RL上可得到最大输出电流ILmax为 ILmax=（3）V1、V4管的静态工作电流ICQ1、ICQ4。差动对管V1、V2的静态工作
22、电流ICQ1=ICQ2，且两者之和等于V3管的静态工作电流ICQ3。为此，首先计算ICQ3。,由此可得,ICQ4IEQ4=,（4）输入信号的幅度Uim。该电路由R5、R2、C1构成闭环交流电压串联负反馈，设闭环增益为Auf。如果求出RL上的最大不失真输出电压幅度Uom，则Uim应满足：,据此计算如下：,求Uom：利用“（2）”的计算结果不难得到：Uom=ILmaxRL=2.598=20.72V 求Auf：在满足深负反馈的条件下，Auf可通过下式估算：,Auf由此求得（5）最大输出功率Pomax和最大管耗PCmax。由OCL电路的分析结果，有：PCmax0.2Pomax=0.226.8=5.36 W,
