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1、2023/4/3,现代电力电子YWH,1,1,第五章 现代整流电路,本章概要,1.现代整流电路概述2.低电压大电流高频整流电路3.电压型单相单管PWM整流电路4.电压型单相桥式PWM整流电路5.电压型三相桥式PWM整流电路,2023/4/3,现代电力电子YWH,2,2,5.1 现代整流电路概述,整流电路的定义 凡能直接将交流电能转换为直流电能的电路泛称为整流电路,在应用中构成直流电源装置.它的前端与公共交流电网相接,它的后端与(负载)相接.由于交流电能大多数来自公共电网，因而整流电路是公共电网与电力电子装置的接口电路，其性能将影响电网的运行和电能质量。,2023/4/3,现代电力电子YWH,3
2、,3,现代整流电路概述,按照电路中器件开关频率的高低，所有半导体变流电路可分为 低频和高频两大类，相控式电路属于低频电路，它是所有半导体变流电路中历史最长、技术最成熟且应用最广泛的一种电路；PWM整流电路属于高频电路，它是近年来才发展起来的现代整流电路，是PWM控制技术在整流领域的延伸，是所有半导体变流电路中历史最短的一种新型电路;本章将讨论这种电路。,2023/4/3,现代电力电子YWH,4,4,5.1.1整流电路的理想状态,1.网侧功率因数=1 以单相电源为例，设网压无谐波且可表示为(5-1)则网侧电流应为(5-2)上式表明，电流iN也无谐波且与uN同相.在非正弦电路中，网侧功率因数定义为
3、(5-3)式中,P1是基波有功功率；S是表观功率,Pn谐波有功功率。,2023/4/3,现代电力电子YWH,5,5,1.网侧功率因数=1(续1),根据网压无谐波的设定，式(5-3)中所有谐波有功功率应为零:即(5-4)对单相电路(5-5)(5-6)U1和I1是电压电流基波有效值；U和I是电流方均根值;1是U1和I1之间的相移角。将式(5-5)和式(5-6)代人式(5-4)有:(5-7)式中,(-电流正弦因数),这里是由于电网电压谐波较小的原因,2023/4/3,现代电力电子YWH,6,6,1.网侧功率因数=1(续2),(5-7)表明，网侧功率因数入是基波功率因数COS1 和电流正弦因数的乘积，
4、可表示为:(5-8)式中，THD是电流总谐波含量,THD值越低，则值越高，当=1时，电网仅对整流电路提供有功功率。对于三相电路，若电路对称,其网侧功率因数与单相电路相同,在网压正弦条件下,网侧功率因数仍可表示为基波功率因数COS1 和电流正弦因数的乘积.,(5-9),2023/4/3,现代电力电子YWH,7,2.输出电压u0 U0(电压型）i0I0（电流型）,3.具有双向传输能力 当负载消耗电能时，电网向负载传送电能。电路工作于整流状态，输出功率p00;负载(如直流电动机)向电网反馈电能时，电路工作于有源逆变状态，输出功率p00;具备上述能力的电压型整流电路，其出端电流平均值必定可逆，电路可工
5、作于电流双象限；具备上述能力的电流型整流电路，其出端电压平均值必定可逆，电路可工作于电压双象限。,2023/4/3,现代电力电子YWH,8,8,4.能实现输出电压的快速调节以保证系统有良好的动态性能,5具有较高的功率密度 随着技术的进步，电子产品正向小型轻量化迅速发展，功率密度不断提高，作为这些产品的电源装置，若不设法提高功密，便会妨碍整机的发展。6整流电路无内耗，即电路中所有元器件均无损耗.,2023/4/3,现代电力电子YWH,9,9,5.1.2 传统整流电路存在的问题,1.网侧功率因数低 对于相控整流电路,由相控整流电路分析可知，在输出电流连续并忽略换流过程时有:(5-15)式中，是滞后
6、控制角 上式表明，深控下的直流输出电压很低(大)，相应的网侧功率因数也很低.然而在输出有功功率降低的同时，电路向电网吸取的基波无功功率Q1却随之增大：,(5-16),2023/4/3,现代电力电子YWH,10,10,网侧功率因数低,对于不控电路 网侧功率因数低的现象也存在于不控整流电路，例如提高电路功率密度，实现产品小型轻量化，目前应用于微机和家电的小容量开关电源普遍采用不控整流加电容输入滤波方案如图51a所示：,2023/4/3,现代电力电子YWH,11,11,不控电路,其网侧电流iN如图51b所示，由于负载的非线性特性，iN已严重失真，其电流正弦因数=0.60.7；尽管功率因数较高，网侧功
7、率因数0.50.6，但这种开关源产品量大面广，对电网的危害并不亚于相控整流电路；,图51b,2023/4/3,现代电力电子YWH,12,12,2、谐波电流对电网的危害,从上面分析无论不控整流电路还是相控整流电路网侧电流包含各次谐波，它们不仅使网侧功率因数下降(导致发电、配电及变电设备的利用率降低，功耗加大和效率下降)，还使线路阻抗产生谐波压降，使原为正弦的网压也产生畸变；谐波电流还使线路和配电变压器过热，高次谐波还会使电网高压电容过电流，过热以至损坏。,2023/4/3,现代电力电子YWH,13,13,谐波电流对电网的危害,必须指出，谐波不仅危害电网，还可对网间各种负载造成不良影响，诸如电动机
8、、变压器和继电器等；此外，谐波对通信系统的干扰会引起噪声，降低通信质量等。,2023/4/3,现代电力电子YWH,14,14,3难于实现快速调节,传统的SCR一方面在导通后就失控，对于三相桥式电路，相邻两转换点时间为3.3ms，故时滞在03.3ms间随机分布；另一方面：为了抑制出端谐波，传统的SCR相控整流电路附加了输出滤波器。由于滤波元件参数较大，不仅增加电磁惯性，而且降低功率密度。因此相控整流电路具有较大惯性，因而难于对外扰作出快速反应,2023/4/3,现代电力电子YWH,15,15,5.1.3 现代（PWM）整流电路的分类,PWM整流电路的定义 所谓PWM整流电路指采用PWM控制方式和
9、全控型器件组成的整流电路。它在不同程度上解决传统低频整流电路存在的问题，得到国内外的重视，随着全控型功率器件开关容量的增大。微机、数字信号处理器(DSP)性能的提高、SVPWM技术的日渐成熟，也由于其主电路拓扑结构与逆变电路十分相似，因此逆变电路获得成功的经验和技术都可以顺利地移植到PWM整流电路，所以近年来发展较快。可以祈望，PWM整流终将成现代整流电路的主流。,2023/4/3,现代电力电子YWH,16,16,PWM整流电路并可分类如下,1、按变流方式分：直接式电路、间接式电路2、按主电路结构分：桥式、复合电路3、按电网相数分：单相、三相电路4、按输入出间耦合方式分：直耦式、磁耦式电路5、
10、按工作范围分：单象限电路、多象限电路6、按输出滤波分：电压型电路、电流型电路7、按输出电压分：低电压电路、中高电压电路8、按器件开关方式分：硬开关电路、软开关电路9、按直流中点分：嵌位式、无嵌位式,2023/4/3,现代电力电子YWH,17,17,PWM整流电路的分类（续1）,对于中、大功率整流电路均采用单相或三相桥式电路结构；对于小功率整流电路多采用单相不控整流加一级直流变换电路以实现网侧功率因数校正(Power Factor Correction，缩称PFC)。电流型电路指出端串联滤波电感以维持输出电流低纹波，具有近似于电流源的特性，由其供电的逆变电路称为电流源逆变电路；,2023/4/3
11、,现代电力电子YWH,18,18,PWM整流电路的分类（续2）,电压型电路指出端并联滤波电容以维持输出电压低纹波，具有近似于电压源的特性，由其供电的逆变电路称为电压源逆变电路。由于目前实用中多为电压源逆变电路，本章仅分析电压型整流电路。在桥式电路中，根据桥侧相电压对负载侧直流中点的电平数，所有电路可分为两电平和三电平两类，普通PWM桥式整流电路属于前者，具有直流中点钳位的PWM整流电路(Neutral Point Clamped PWM Rectifiers，缩称NFC-PWMRFC)属于后者。,2023/4/3,现代电力电子YWH,19,19,按整流电路输出与电网间是否具有电隔离能力，所有整
12、流电路可分为直耦式和磁耦式两类；*直耦式电路无电隔离能力；*磁耦式电路通过输入或输出变压器与电网实现电隔离：#输入隔离由输入工频变压器与电网隔离，多用于大功率场合；#输出隔离由输出高频变压器与负载隔离，多用于小功率场合。,PWM整流电路并可分类（续3）,2023/4/3,现代电力电子YWH,20,20,根据负载的性质和要求，PWM整流电路可工作于单象限也可工作于多象限。凡是单象限电路，其电能流传方向为单方向，即只从电网到负载；相反，多象限电路(含电流或电压双象限)必是双向电路，即电能可在电网与负载间双向流传。鉴于PWM软开关技术已在其他变换电路成功运用，为了降低器件开关损耗和EMI(电磁干扰)
13、，人们开始研制软PWM整流电路，本章仅讨论硬开关PWM整流电路,PWM整流电路的分类（续4）,2023/4/3,现代电力电子YWH,21,21,凡包含中间高频交流环节的整流电路，称为间接式整流电路，或高频链整流电路，相反则称为直接式整流电路。,PWM整流电路的分类（续5）,2023/4/3,现代电力电子YWH,22,22,5.2 低电压大电流高频整流电路,5.2.1 倍流整流电路 出于电隔离和电压匹配的需要，在DCDC变换中常采用间接变换方案，即含有交流中间环节的直流变换电路。为了提高功率密度，交流环节中逆变电路的开关频率在(20-300)kHz之间，因此，出端整流电路属于高频整流电路，传统的
14、桥式电路因导通器件多，在低压大电流工况下其导通损耗增大,电路效率低；推挽式电路的导通器件少，但输出变压器需要中心抽头，制作不太方便。,2023/4/3,现代电力电子YWH,23,23,倍流整流电路（续1）,为此发展了图5-2a所示的倍流整流电路。,由图可见，电路仅用两支二极管，变压器二次绕组也无需中心抽头，此外绕组电流iN仅为输出电流iL的一半，或者说输出电流的幅值是输入电流的两倍。故有倍流电路之称。,图5-2,2023/4/3,现代电力电子YWH,24,24,为简化分析作以下假定:1)输出滤波电容C0值很大,iL中谐波均从C0中流过,负载仅流过直流分量I0，故输出电压无纹波，即uoUo。2)
15、滤波电感L1=L2=L，无直流内阻且数值较大。3)输入电压us可表示为:us=Usm(A时区)us=0(B时区)(5-18)us=-Usm(C时区),倍流整流电路（续2）,2023/4/3,现代电力电子YWH,25,25,由图可见，A和C时区宽度均为,在这些时区中，整流电路输入电压us的幅值高度均为Usm，即us为对称，电路一个重复周期T由A、B、C三个时区组成，以下分析各时区的工作.,倍流整流电路（续3）,2023/4/3,现代电力电子YWH,26,26,对应于uS正半波，即us=usm;二极管VD2正偏导通，VD1截止，等效电路如图5-3a所示，图中所标为电量实际方向(当与图5-2a中方向
16、一致时为正,相反则为负)。由图可见，整流电路输出电流iL可表示为:,1L1储能期(时区A),图5-3,2023/4/3,现代电力电子YWH,27,27,L1储能期(时区A)(续1),电流iL1由电源经L1和负载流过，由图中uL1的极性和iL1的流向可见，在R0从电源获得能量的同时，L1也从电源吸取电能并转化为磁能存储起来；与此相反，原先存储在L2中的磁能在本时区中以iL2的形式向负载释放，L1和L2的端压可表为(按图5-2a所标正方向).(5-20)(5-22)(5-23),(5-21),2023/4/3,现代电力电子YWH,28,28,L1储能期(时区A)(续1),在节点A有:iL1=iN,
17、iD1=0 上式表明，在本时区中有L1储能，L2放能，UL10，UL20，iL1上升,而iL2下降，其速率取决于L1(L2)、Usm和Uo值.,2023/4/3,现代电力电子YWH,29,29,2L1 L2放能期电路(时区B),对应于us=0的，由图5-2b可见，本时区宽度为k，等效电路如图5-2b.L1和L2一起向负载释放能量以维持iL连续并保证i0I0。按图5-2a所示正方向，在本时区有：（5-28）（5-29）,图5-2b,2023/4/3,现代电力电子YWH,30,30,L1 L2放能期波形(时区B),根据(5-20),(5-25)和(5-28)可以画出uL1的波形如图（5-2B）按1
18、和L2无内阻的假定:,(5-30),(5-31),2023/4/3,现代电力电子YWH,31,31,L1 L2放能期(时区B)（续1）,左侧方程式中括弧内的A和B指图5-2b中的时区，比较式(5-35)和式(5-37)可见:在A区中有diN/dtdiL/dt在c区有diN/dtdiL/dt,（5-32）,（5-33）,（5-34）,（5-35）,（5-36）,（5-37）,2023/4/3,现代电力电子YWH,32,32,2.L1 L2放能期(时区B)（续1）,由此可见，倍流电路滤波电感电流是负载电流的一半，其允许的电流脉动量却高于负载电流脉动量，因此电感量可选得小些，导线可较细，这样虽然采用
19、两只电感，但其体积重量与推挽式电路差别不大。,（5-32）,（5-33）,（5-34）,（5-35）,（5-36）,（5-37）,2023/4/3,现代电力电子YWH,33,33,对应于us的负半波，即us=-usm，VD1正偏导通而VD2截止，等效电路如图5-3c，与图5-3a比较可见，电路的拓扑结构相同，但L1和L2的位置对调,us的极性相反。,3L1放能期(时区c),图5-3c,2023/4/3,现代电力电子YWH,34,34,因此负载电流仍然由iL1和iL2合成，但此时L1向负载释放能量而L2向电源吸取能量，即uLl0，iL1下降,而iL2上升。在B点 iL2=iN iD2=0(5-2
20、7),L1放能期(时区c),图5-3c,(5-25),(5-26),2023/4/3,现代电力电子YWH,35,35,5.2.2 同步整流电路,1.对成型同步电路,图5-4,2023/4/3,现代电力电子YWH,36,36,1.对成型同步电路,采用同步式电路的原因 左图同步倍流整流电路，与图52a相比,其区别只是用VF1和VF2代替二极管VD1和VD2.这样做的原因是当倍流电路的输出电压Uo低到2V或更低时，即便采用SBD(肖特基二极管)作为整流器件也不合适.因为SBD的导通压降在0.6-0.8V之间。相反，对于低压功率MOSFET的导通压降却相对低得多。,图5-4,2023/4/3,现代电力
21、电子YWH,37,37,例如,Inter公司的HUF67145P3的器件(Uds=30V，ID=75A）其导通电阻只有4.5m，若输出电压Uo=2V，负载电流I0=20A，则导通压降UT0=90mV,图5-4,2023/4/3,现代电力电子YWH,38,38,对成型同步电路,可见用低压功率MOSFET作为整流器件可提高效率，减轻散热压力，利于实现电源小型化，而同步整流技术也成为低压大电流高频整流技术中不可或缺的部分。,2023/4/3,现代电力电子YWH,39,39,1.对成型同步电路（续1）,必须指出图5-4a中VF1和VF2均工作于反向电阻区，这是由于变压器二次侧电压Us为交变方波，VF1
22、和VF2都必须承受反压，但MOSFET是一种逆导器件，若工作在图17中的正向电阻区将无法在各种电路中实现整流功能。,反向电阻区,2023/4/3,现代电力电子YWH,40,40,1.对成型同步电路（续1）,据此，作为整流器件的MOSFET，其栅压脉冲时序应保持 ugs=0 uds0 ugs=Ug1 uds0(5-38)式中，Ug1是正栅压幅值。上式表明，MOSFET将工作于正向阻断而反向导通(电阻区)状态。,2023/4/3,现代电力电子YWH,41,41,(2).同步整流电路的分类,目前已发展了多种同步整流电路，大致分类如下：按输入电压可分为：对称电路和非对称电路 按驱动电路可分为：自激式电
23、路和非激式电路 为了获得式(5-38)所示的栅压，最简捷的方法是利用输入变压器二次电压，这样VF1和VF2将与逆变器件同步工作，故有同步整流之称。,2023/4/3,现代电力电子YWH,42,42,同步整流电路的分类（续）,凡驱动栅压脉冲取自主电路的方式称自激式驱动，或简称自驱动，其优点是简单可靠，但驱动波形受到限制，不会很理想；利用附加逻辑电路以生成驱动信号的方式称他激式驱动，其优点可以获取较为理想的驱动信号，但必须增加电路元器件。工业界更常用的是自激式驱动,2023/4/3,现代电力电子YWH,43,43,同步整流电路的分类（续1）,驱动波形如图54b所示：虽然可直接从整流输入电压us经整
24、流后的电压u1(u1=ug1)和u2(u2=ug2)获得.但在us的零压区中，由于ug1=ug2=0,VF1和VF2均处断态，为维持输出电流连续，有VD1和VD2同时导通，但是VD1和VD2和Vq的导通电阻很大，电路在这一时区的损耗增加；,图5-4b,2023/4/3,现代电力电子YWH,44,44,同步整流电路的分类（续2）,图5-4c所示的驱动波形是将u1 和u2进一步处理后得到，即 ug1=u1 ug2=u2 从而消除了零栅压区，保证在uS的零压区中仍有VF1和VF2 导通。这显然是较为理想的驱动波形。,图5-4c,2023/4/3,现代电力电子YWH,45,45,同步整流电路的分类（续
25、3）,根据整流输入电压正负半波的对称度，所有同步整流电路可分为对称型和非对称型两类，前者输入电压为对称(如半桥式和推挽式逆变电路的输出电压)，后者的输入电压为非对称(如正激式和反激式变换电路的输出电压等)。由于输入电压波形对称度会影响整流电路驱动信号的参数，因而即便按同一原理设计的驱动电路拓扑，对上述两种电路也将采用不同的形式。,2023/4/3,现代电力电子YWH,46,46,(3)同步倍流整流电路,通常倍流整流电路的输入电压us1满足式(5-18 P290)，即整流输入电压为对称，零压期为K。比较图5-2a和图5-4a除了整流器件不同之外，后者还附加点划线框(A)的电路，该电路包含附加绕组
26、N3。采用附加绕组的主要原因是出于电压匹配，由于如USm太低、直接由绕组N2的uS1获取栅压不能有效控制VFl和VF2开关。,2023/4/3,现代电力电子YWH,47,47,(3)同步倍流整流电路（续）,观察点划线框内电路可以发现实际上就是一个小型的倍流电路，它以VFl和VF2的栅极等效输入电容c1和c2为负载。该电路的主要功能是生成VFl和VF2的驱动信号，其时序除满足式(5-38)之外还必须在零压区内保持足够的正栅压以保证VFl和VF2均处通态。,2023/4/3,现代电力电子YWH,48,48,同步倍流整流电路(续1）,驱动电路的输入和输出电压波形如图5-4d所示：由图可见，一个工作循
27、环由a、b和c三个时区构成，下面分别叙述各时区的栅压分布：,图5-4d,2023/4/3,现代电力电子YWH,49,49,同步倍流整流电路各时区的栅压分布,1)时区a:对应于us1的正半波(图b)，即us1=USm。us2也为正半波（左图），即us2=US2m，图5-4a中有VD3正偏导通，VD4反偏截止，us2沿C2、VD3和Ls(变压器漏电感)对c2充电，（下正）c1则被VD3的正向压降钳位，当充电结束时有 ug1=-UD(5-39)ug2=US2m-UD=UsaUT 式中，UD是VD3的导通压降；UT是VF1和VF2的栅阀电压。由图5-4a可见，由于uSl=USm，故VFl正向阻断而VF
28、2反向导通。,2023/4/3,现代电力电子YWH,50,50,同步倍流整流电路各时区的栅压分布（续）,2)时区b:在时区b有us2=0,VD3和VD4截止，C2沿Ls向C1放电，直至两电容上电荷平衡时为止且有：ug1=ug2=US2m/2-UD=UsbUT（5-40）由于ug1、ug2均高于UT，故VFl和VF2均处于通态(电阻区)，L1和L2释放能量以维持负载电流iL连续。,2023/4/3,现代电力电子YWH,51,51,3)时区c 在这一时区中有us2=-US2m，VD4正偏通，VD3反偏截止，us2沿Ls对c1充电，充电结束时有 ug1=US2m-UD=UsaUT ug2=-UD(5
29、-39)由于US1=-USm，在式(5-41)所示栅压作用下，VF1反向导通，而VF2正向阻断。,同步倍流整流电路各时区的栅压分布（续）,2023/4/3,现代电力电子YWH,52,52,3)时区c（续）适当选择N3，便可使ug1和ug2满足式(5-39)、式(5-40)和式(5-41)。必须指出变压器漏感Ls对电路性能有较大影响，为保证电路正常工作，应尽量减小Ls值，如采用分层交叉绕组使绕组间紧密耦合等。,同步倍流整流电路各时区的栅压分布（续）,2023/4/3,现代电力电子YWH,53,53,5.3 电压型单相单管PWM整流电路,随着技术的发展，PFC技术逐渐趋向于以有源校正方式的方向(A
30、ctive Power Factory Correction，缩称APFC)，在APFC发展初期，=1的要求曾普遍采用，这对大功率应用是正确的；但对小功率负载，产品的性价比太低，因为随着生产规模化，家电和微机等小型设备的售价大幅度下降；另外在IEC-1000-3-2D类设备的有关内容也只限制网侧电流的谐波含量(包括相对值和最大值限制)，而不要求无谐波，更非=1(详见参考书P298表5-1)，就在这种背景之下，各种符合IEC标准，简单价廉的方案陆续涌现。,2023/4/3,现代电力电子YWH,54,54,目前应用较多的电压型单相单管PWM整流电路有：,1)、两级结构：第一级是PFC级，通常采用B
31、oost电路，其任务是实现网侧电流正弦化，此外对输出电压进行粗调；第二级是直流变换电路(直接式或间接式)，其任务是对输出电压进行细调，该方案的优点是高性能(含高、高调压精度和高反应速度)，结构相对简单，技术成熟；缺点是整机效率较低和性价比依然不高，适用于精密仪器电源等场合。,2023/4/3,现代电力电子YWH,55,55,2)、单级结构：对电脑电源和电子镇流器等家电而言，效率和性价比都是至关重要的，为此将两级变换合并为一级成为单级单管电路(Singlestage Singleswitch电路，简称S4或4S电路)，兼具APFC和调压功能，迄今为止已发展多种单管电路并可分类如下：,电压型单相单
32、管PWM整流电路有：,2023/4/3,现代电力电子YWH,56,56,单级电压型单相单管PWM整流电路分类：,耦合方式 电流模式 单管电路 开关频率 输入滤波 电源相数,直耦式 Buck电路、Boost电路 Buck-Boost电路 磁耦式；反激式电路、正激式电路,CCM电路、DCM电路、CCCM电路,恒频电路、变频电路,电杆输入电路、电容输入电路,单相电路、三相电路,2023/4/3,现代电力电子YWH,57,57,采用DCM工作时，开关管具有ZCON，二极管有ZCOFF，因而无反向电流，但电流峰值高，导通损耗大，而且由于电流脉动量大，需要较大的滤波参数；采用CCM工作可克服DCM上述弱点
33、，但要受到二极管反向恢复电流的影响，开关损耗高；临界连续模式(CCA3M)介于DCM与CCM之间，无反向恢复电流，但通导损耗依然较高。,单级电压型单相单管PWM整流电路分类,2023/4/3,现代电力电子YWH,58,58,根据不控整流桥与DCDC电路间的连接方式不同，所有4SPFC电路可分为电感输入式和电容输入式两类。Boost电路属于前者，其出端电压近于恒定，无纹波，为获得高功率因数需要输入电感中电流近于正弦(绝对值)；Buck电路则属于后者，其出端电流近于恒定，无纹波，为获得高功率因数需输入并联电容电压近于正弦(绝对值)。根据不控整流桥人端电源相数有单相电路和三相电路之分，后者输出功率较
34、大，但由于其工作状态与单相不甚相同，本节仅分析单相电路。,单级电压型单相单管PWM整流电路分类,2023/4/3,现代电力电子YWH,59,59,5.3.1 含Boost APFC的PWM整流电路,1、单相电压型整流电路的理想状态,假设输入网压uN为正弦，整流电路无内耗，输出电压Uo无纹波，要求网侧功率因数=1，即 网侧电流 由 输出电流（5-45）式中，（5-46）,2023/4/3,现代电力电子YWH,60,60,1、单相电压型整流电路的理想状态,式(5-45)表明，为实现iN=INmsin t的目标，在理想状态下，电压型整流电路的输出电流i0为脉动电流并包含直流分量I0和二次谐波I0CO
35、S2t 电路输出功率瞬时值p0,(5-45),2023/4/3,现代电力电子YWH,61,61,电路输出功率平均值p0(5-48),单相电压型整流电路的理想状态,式(5-47)表明，为实现iN=INmsin t的目标，在理想状态下，电压型整流电路的输出功率为脉动量。其中并包含二次脉动COS2t部分。,2023/4/3,现代电力电子YWH,62,62,2Boost APFC整流电路的原理,含Boost APFC的整流电路如图5-7所示，在单相不控整流电路和负载电阻Ro之间插入Boost电路(点划线框D)，假定载波频率足够高，保证电感电流连续(电路工作于CCM模式)；输出电容Co足够大，使uoUo
36、。网压uN为 uN=UNmSin t,2023/4/3,现代电力电子YWH,63,63,不控整流桥输出电压ud为 图(仿照Boost电路分析，当VF导通时，等效电路如左图（A）电源对LN充磁，负载依靠Co放电,I0=-ic;当VDo导通，VF关断，时等效电路如图5-7点划线框(B)，LN端压反向，磁能向负载端转移，Co充电。当VF和VDo在栅压ug0的驱动下轮番通断时有:,Boost APFC整流电路的原理(续1）,图5-7,2023/4/3,现代电力电子YWH,64,64,从式(551)可以看出：,Boost APFC整流电路的原理(续2）,(5-50),(5-51),2023/4/3,现代
37、电力电子YWH,65,65,、在VF导通时区：diL/dt0,iL上升；在VDo导通时区，由于 UoUNm，diL/dt0，iL下降。,Boost APFC整流电路的原理(续3）,2023/4/3,现代电力电子YWH,66,66,Boost APFC整流电路的原理(续4）,、在整个电网周期内，电流iL的变率为时变值，在uN过零左近域内，iL的上升率最低，而下降率最高；相反在uN幅值区，iL的上升率最高而下降率最低。这些均可由图58c和e的波形看出。,2023/4/3,现代电力电子YWH,67,67,根据电路无内耗且工作于CCM状态，LN端压在 一个TC周期内为零,由式(5-50)应有:(5-5
38、2)在uN过零区，ud也很低,iL上升缓慢,故波形产生较大畸变,DTC很接近于TC,即几乎整个载波周期内,电源均沿LN短路.由式(5-52)可得:,Boost APFC整流电路的原理(续5）,(5-53),(5-54),2023/4/3,现代电力电子YWH,68,68,式(5-53)表明,Boost APFC条件下,D0为时变值,且必须按正弦绝对值变化,为此控制电路采用SPWM方式并取得信号ug为:图5-8a是调制比m=UgmUcm=0.65时的波形.,Boost APFC整流电路的原理(续6）,(5-55),2023/4/3,现代电力电子YWH,69,69,图中ug0为开关管VF的栅压，由图
39、可见，在整个输出周期内Do(VDo的占空比)按正弦绝对值随时间分布；而对某一时间，Do值则随m而变，例如m增加，Do增加，即D降低。,Boost APFC整流电路的原理(续7）,2023/4/3,现代电力电子YWH,70,70,仿式(5-55)，在控制电路中设置按正弦绝对值变化的给定电流iR(即电流环的调制信号，按式(5-55)所示时间坐标，即与网压uN同相位)，并使iL围绕iR升降，若频率比K1，调制比m1，则iL将近似地按正弦绝对值脉动。按图5-7所标电量正方向，应有 故可知电网电流如将近似于正弦波且与UN同相,Boost APFC整流电路的原理(续8）,（）,2023/4/3,现代电力电
40、子YWH,71,71,iN的波形如图5-8e所示(为作图方便和易于看清，频率比K远低于实际值)，由图可见，尽管如除基波外还包含高次谐波，但若满足K1，m1，则网侧功率因数将接近于1.,2023/4/3,现代电力电子YWH,72,72,比较式(5-49)和式(556)可知，为控制电路获取按正弦绝对值变化的波形调制信号应是易事，详情见后面控制电路分析。,(5-49),(556),Boost APFC整流电路的原理,2023/4/3,现代电力电子YWH,73,73,3输出电流i0的分析,由图5-7可见，流经VDo的输出电流i0在(0tDTC)期间为零，在(DTCtTC)期间为iL，可表示为:,D0T
41、Tc时的方向,2023/4/3,现代电力电子YWH,74,74,输出电流i0的分析(续1),(0tDTC),(DTCtTC),(5-57),式中，Io是i0的直流分量;ic是io的交流分量。,设Co值足够大，ic全部由Co旁路，输出电压uo无纹波；当K1，m1时，iN中的谐波很小，可忽略，即iN=iN1=INmsint,于是在(D0TCtTC)时区有,(5-58),2023/4/3,现代电力电子YWH,75,75,利用平均值模型分析，在K1和m1条件下,io 在一个载波周期Tc的平均值 近似于io 直流分量I0和低频交流分量ic0之和，即:,输出电流i0的分析(续2),(5-59),(5-60
42、),考虑到TcT,在载波周期Tc内,INmsint可近似看成恒值并考虑式(5-53)有:,2023/4/3,现代电力电子YWH,76,76,输出电流i0的分析(续3),由式(5-59),(5-61),2023/4/3,现代电力电子YWH,77,77,i0的波形如图5-8b所示。,输出电流i0的分析(续3),2023/4/3,现代电力电子YWH,78,78,4电路控制,控制电路必须实现以下要求：进行电流跟踪以保证网侧电流正弦化。实现输出直流电压uo的调节,包含不同输出值的整定和外扰作用下的稳定。,2023/4/3,现代电力电子YWH,79,79,(1)电路结构,控制电路框图如图57点划线框C所示
43、:电路采用双闭环反馈控制(含电压外环和电流内环)，,图(5-7),2023/4/3,现代电力电子YWH,80,80,由图可见，电压调节器(即电路1，以下简称A1)的输出作为电流调节器(即电路2，以下简称A2)的给定值，但由前述,电流给定信号幅值应可调，波形应按正弦绝对值随时间变化，为获得该信号,采用标量乘法器4该电路有两个输入：一是来自A1输出的幅值控制信号uA1，该电压变量反映A1入端电压的瞬态差值u1=UR1uf1(稳态下u1=0，uf1=UR1);,(1)电路结构,2023/4/3,现代电力电子YWH,81,81,另是来自不控整桥出端电压ud2=KdUNmIsintI(Kd为分压系数)，
44、作为波形控制信号。乘法器4的出端电压uR2是uA1和ud2的乘积，作为电流给定值加到A2的同相输入端，A2反相输入端接电流反馈信号uf2，u2=uR2-uf2。,(1)电路结构,2023/4/3,现代电力电子YWH,82,82,A2出端电压uA2对差值电压u2进行PI运算(稳态下，u2=0,uR2=uf2)并作为调制信号加到SPWM比较器5的反相输入端，高频载波信号uc则加到电路5的同相入端并形成控制脉冲up加到驱动电路6。,(1)电路结构,2023/4/3,现代电力电子YWH,83,83,(2)输出直流电压的自动调节,由式(5-53)知，当网压突增，若系统无调节能力，仍然维持事先的Do值，则
45、直流输出电压Uo势必上升；实际上由于电压外环的作用，当uN突增时，Uo有上升趋势，反馈电压ufl相应上升，在电压给定uR1不变条件下，u10，且A1正向积分，使输出电压uA1的绝对值下降，相当于电流给定值uR2下降，于是有u20，A2正向积分，uA2上升，使Do相应增大，促使Uo下降。,2023/4/3,现代电力电子YWH,84,84,(2)输出直流电压的自动调节,从上述信号流程可见，由uN突增所引发的Uo上升趋势最终被反馈调节促使Do增大所抵消，从而维持Uo恒定。实际上在负载电阻R0不变的条件下，输出直流功率相应不变，根据电路无内耗的原设，为维持辅入功率恒定，面对uN增高应自动降低电流给定值
46、uR2以减少电网电流iN(相当于增加交流等效电阻)，从而维持网侧输入功率不变。,2023/4/3,现代电力电子YWH,85,85,(3)应用举例,单相BoostAPFC适用于2kW以下的应用场合，为满足小功率新型开关电源的需要，各半导体公司竞相开发生产各种适用于单管电路APFC专用控制芯片(参见参考书P304表52列出的几种)。图5-9是采用控制芯片UC3854的Boost APFC，电路的主要技术指标为:,2023/4/3,现代电力电子YWH,86,86,1)最大输出功率Pcm=250W。2)输入交流电压uN=(80-270)V3)网频(4765)Hz。4)辅出直流电压U0=400V。5)载
47、波频率fc=100kHz。6)网侧电流峰值 INm=4.42A(Un=80v)7)网侧功率因数=0.99。,(3)应用举例,2023/4/3,现代电力电子YWH,87,87,由UC3854组成的控制电路，包含实现网侧功率因数校正和输出电压调节的全部电路，特点如下：,1)单管单级电路，结果显示=0.99，而且对网压波动和网频漂移的适应范围很宽。2)系统为双闭环结构，输出电压的整定和稳定由电压外环实现，电流内环保证网侧电流正弦化，并能迅速抑制环内外扰。3)开关管VF采用功率MOSFET可工作在100kHz的开关频率，提高反馈环节响应能力。,2023/4/3,现代电力电子YWH,88,88,UC38
48、54是双排14针结构，其主要性能如下：,1)适用于SPWM Boost APFC，单输出信号。2)输出电压145V。3)输出电流峰值15A。4)开关频率恒定，最高值为200kHz。5)适用于CCM工作模式，电流平均值控制。6)适用的网压范围为75-275V。7)适用的网频范围为50-400Hz。图5-9点划线框以内示UC3854结构图，框外为外接件及主电路，芯片有关SPWM信号生成和双闭环结构与图5-7c相仿.,2023/4/3,现代电力电子YWH,89,89,UC3854是双排14针结构,2023/4/3,现代电力电子YWH,90,90,芯片的保护功能,1)欠电压保护：由图5-9可见，电压调
49、节器A1的同相输入端除给定电压Um外还并联电容Co1和晶体管VTo，后者由比较器C1和C2的出端电子控制，在正常情况下，Co1由内部电流源(14A)充电至8V，由于C01端压U13URl(7.5V)，故A，的给定值由URl起作用。比较器C1监控直流控制电压Ucc17V；比较器C2则监控网压有效值UN80V，当Uoc或UN低于所设下限值时，C1或C2动作，使VT0正偏导通，U13迅速下降为零，A1给定被钳在零电位并中止PWM信号输出.,2023/4/3,现代电力电子YWH,91,91,2)过载保护,当主电路流过过载电流使比较C4的反相输入端电压为零时，C4动作并使锁存器F复位，控制信号被封锁。,
50、2023/4/3,现代电力电子YWH,92,92,5.4 电压型单相桥式PWM整流电路,电力机车和动力车辆采用单相交流供电,由于它能使网侧电流近于正弦，保持网侧基波功率因数=1，因而可显著提高电网运行质量和经济效益，减轻对环境的电磁干扰。PWM整流电路还具有良好的稳压功能，当负载和网压变化时，能维持直流中间电压恒定，有效改善逆变电路的工作条件；,2023/4/3,现代电力电子YWH,93,93,电压型单相桥式PWM整流电路(xu),PWM整流电路还具有电流双象限的输出特性，可方便地实现再生制动，节省能耗。为适应高压大功率的需要，初期功率器件采用高压GTO，由于IGCT的优良性能，近年来远渐由I
