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1、 成都信息工程学院学位论文基于0.18um工艺CMOS带隙基准电压源设计论文作者姓名： 申请学位专业：微电子学申请学位类别：工学学士指导教师姓名（职称）： 论文提交日期：2012年06月04日基于0.18um工艺CMOS带隙基准电压源设计摘 要本文首先介绍了基准源的发展，引出带隙基准源，并介绍了它的基本工作原理、温度补偿原理；然后指出了限制其性能的主要因素，并针对这些限制因素给出了改进电路，分析了低电源电压、低功耗、高精度和高PSRR四种类型的CMOS带隙基准源。接着对BANBA结构进行仿真，并介绍了其版图布局要点。考虑到实际电路影响因素，对电路进行了修改，加入了自启动电路、PSRR增强电路和
2、可修调电阻阵列。设计出了具有很好温度特性和较高电源抑制比的低压带隙基准电压源电路。仿真结果，0140温度范围内，基准电压温度系数为0.62ppm/，在低频时电源抑制比为-66.9dB，最低电源电压为1.1V。启动时间为500。功耗为453.9uW。通过高阶温度补偿技术，目前国内带隙基准温度系数最低可达0.3ppm/。一阶补偿的带隙基准的温度系数一般大于10ppm/，高阶补偿后的温度系数也很难小于1ppm/且电路都很复杂。因此本文中温度系数的指标达到了国内先进水平。最后，通过数学建模的方法，对BANBA结构仿真结果进行了分析，并得出启示：在实际电路中，电阻和电流的大小都是关于温度T的多项式之和，
3、这就给一阶温度补偿电路进行高阶温度补偿提供了条件和可能。本文最后引申出了一种新的温度补偿思想，并给出了一些实际电路中的调参思路。目前许多高阶温度补偿电路都是很复杂的，因此该思想具有很大的利用和发展空间。关键词: 带隙基准源； 温度补偿； 可修调电阻阵列； 数学建模； The Design of Bandgap Reference Voltage Source Based on 0.18um ProcessAbstractIn the first part of this article, we research the bandgap reference source and its deve
4、lopments, then introduce its basic principle and temperature compensation principle. In the second part, we point out the main factors restricting its performance and give improved circuit according to these limiting factors, and analyze the low power supply voltage, the low power consumption, the h
5、igh precision and the high PSRR, four types of CMOS bandgap reference sources. In the third part, we simulate BANBA structure of the bandgap reference, and introduce the layout points. Considering the actual factors influencing circuit, we modify the circuit, and add the start-up circuit, PSRR enhan
6、ce circuit and repairable resistor array. As a result, we design a low power supply voltage and quiet high precision CMOS bandgap voltage reference.The simulation results show that, at the temperature range of 0 to 140, the temperature coefficient(TC) is about 0.62 ppm/. In the low frequency, the av
7、erage power supply rejection ratio is more than -66.9dB. The minimum of power supply voltage is 1.1V, Power consumption is 453.9uW and it has a turn-on time less than 500ns. Through the high order technique of temperature compensation, the lowest temperature coefficient is about 0.3 ppm/ at present
8、in our country. the temperature coefficient is usually higher than 10 ppm/ in the first order compensation circuit, and its very hard to be lower than 1 ppm/ in the high order technique of temperature compensation circuit. Therefore, the temperature coefficient index in this paper reaches the advanc
9、ed level in our country. At last, we analyze the simulation results of BANBA structure circuit through mathematical modeling, and draw the conclusion that both the size of resistance and current are the sum on temperature T polynomial. The conclusion provides condition and possibility that the first
10、 order compensation circuit can achieve the result of high order temperature compensation circuit. This paper finally prompts a new temperature compensation thought, and gives some ideas of parameters tuning in the practical circuit. At present many high order temperature compensation circuits are v
11、ery complex, so this thought has a lot of use and development space.Key Words: bandgap reference; temperature coefficient; repairable resistor array; mathematical modeling目 录论文总页数：45页1 引言11.1 国内研究现状与发展趋势11.2 课题研究的目的意义11.3 本文的主要内容22 基准电压源的原理与电路32.1 直接采用电阻和MOS管分压的基准电压源32.2 有源器件与电阻串联构成的基准电压源42.3 带隙基准电压
12、源52.3.1 带隙基准电压源的原理62.3.2 温度系数的补偿原理82.3.3 带隙基准的限制因素92.3.4 低压带隙基准102.3.5 高精度带隙基准122.3.6 高电源抑制比带隙基准14本章小结163 电路设计、仿真和版图163.1 选择电路结构173.1.1 带隙基准核心电路的选择173.1.2 运算放大器的选择183.1.3 自启动电路的选择183.1.4 提高电源抑制比电路的选择193.2 计算电路参数193.2.1 带隙基准核心电路193.2.2 运算放大器213.2.3 其它参数213.3 电路性能参数213.3.1 仿真工具的介绍213.3.2 性能参数223.3.3 测
13、试电路和仿真结果233.3.4 版图设计27本章小结284 结果分析及启示294.1 建模前的准备294.1.1 BANBA结构中各参数随温度的变化294.1.2 模型中条件假设354.1.3 模型中符号说明354.1.4 问题分析354.2 模型建立与求解354.2.1 模型的建立354.2.2 模型的求解364.3 验证模型及误差分析384.3.1 验证模型384.3.2 误差分析384.4 得出结论及启示394.5 进一步讨论和如何调参404.6 模型的评价414.6.1 模型的优点414.6.2 模型的缺点414.6.3 模型的改进41结 论42参考文献42致 谢44声 明451 引言
14、带隙基准源是集成电路中的重要单元，输出不随温度、电源电压变化的基准电压或电流。它的温度稳定性和抗噪声性能影响着整个电路系统的性能。基准源是子电路中不可或缺的一部分。因此，性能优良的基准源设计是所有电子系统设计中最基本和最关键的要求之一。但是传统的带隙基准电路存在很多问题，在温度系数、功耗、PSRR等方面无法达到现今集成电路设计的要求。近几年针对这些问题，很多国内外学者从温度系数、电源抑制比(PSRR)、功耗、精度等方面对其进行了改进，取得了十分不错的进展1-2。1.1 国内研究现状与发展趋势近年来，国内外对标准CMOS工艺实现的电压基准源作了大量的研究，并且发表了大量的论文，其技术发展主要表现
15、在低功耗、低温度系数、高PSRR、低噪声，以及低电源工作电压等方面。表1 部分最新带隙基准性能参数对比表本文文献3文献4文献5文献6TC/ppm0.620.770.30.5855PSRR/dB-66.9-97.1-104-95.4-66功耗/W453.9u-217.5n电源电压/V1.85551.5由表1可知：文献3、4、5的电源抑制比都很高，文献3中设计了参考电压源，文献4中加入了预校准电路，文献5中加入了误差放大器，这些电路都可以提高电源抑制比。文献3、4、5的温度系数都很小，它们都采用了高阶温度补偿技术，不过电路都较复杂。文献6的功耗是相当小的，该文献设计了一种无电阻、工作在亚阈值区的低
16、功耗、小面积的CMOS电压基准源，但温度系数较大。本文的温度系数很小，且只是采用了结构简单的一阶温度补偿电路，电源电压和功耗都较低。带隙基准源电路的进一步改进和完善，将会是朝着能够同时满足低功耗、低温度系数、高PSRR、低噪声，以及低电源电压等要求发展2。1.2 课题研究的目的意义最早的基准源是利用稳压二极管制成的，由于现代电路的电源电压一般都小于稳压二极管的击穿电压，已经不再常用。20世纪70年代初，Widlar首先提出了带隙基准电压源的概念和基本设计的思想，它在电源电压、功耗、稳定性等方面具有诸多优点，因此在军事装备、汽车电子、通讯设备、消费类电子产品及工业自动化控制等领域得到了广泛地应用
17、。目前集成电路制作工艺主要有两种：双极型工艺和CMOS工艺。其中，双极性工艺具有较快的器件速度，适合高速电路设计，但器件功耗相对较大；CMOS工艺具有功耗低、器件面积小、集成密度大等优点，因此该工艺已经发展成为VLSI工艺的主流工艺技术。本文设计的低压超高精度带隙基准电压源就采用了CMOS工艺技术。带隙基准源电路的进一步改进和完善，将会是朝着能够同时满足低功耗、低温度系数、高PSRR、低噪声，以及低电源电压等要求发展。所以对带隙基准进一步研究、总结和完善是很有必要的。1.3 本文的主要内容为了设计一种基于TSMC0.18um工艺的低压高精度CMOS带隙基准电压源，本文首先研究了带隙基准源的原理
18、，限制其性能的主要因素，并给出了带隙基准源的改进电路。对BANBA结构的带隙基准电压源进行了设计和仿真，并画出了版图。最后通过数学建模的方法对仿真结果进行了分析，得到启示，引申出了一种通过一阶电路实现二阶甚至更高阶温度补偿的思想。最后对这种思想进一步讨论，给出了一些在实际电路中进行调参的思路。本文的主要内容如下：1) 介绍CMOS带隙基准源的现状、发展趋势以及本课题研究目的意义；2) 介绍基准源的分类，分析带隙基准源的基本原理、温度补偿的原理；3) 分析限制带隙基准电压源性能的因素并总结目前的改进电路；4) 对BANBA结构带隙基准源进行分析、设计和仿真，并画出版图；5) 通过数学建模的方法对
19、BANBA结构仿真结果进行分析，得出启示，引申出新的温度补偿思想，并给出了一些实际电路中进行调参的思路。2 基准电压源的原理与电路基准源主要分为基准电压源和基准电流源，基准电压源的性能参数有温度系数TC、最低工作电压、电源抑制比PSRR和功耗等。2.1 直接采用电阻和MOS管分压的基准电压源如图1所示的基准电压源是最简单的基准源。 (a)采用电阻分压的基准电压源 (b)采用管分压的基准电压源 图1 采用电阻和MOS管分压的基准电压源对图1(a)，有 (2.1) (2.2)其中，表示电源电压幅度敏感系数。对图1(b)，有 (2.3)其中，代表PMOS管的宽长比，代表NMOS管的宽长比。若有，则它
20、的输出基准电压对电源电压非常敏感，而且对温度也非常敏感，所以它的应用受到很大的限制。想要得到电源电压敏感系数小于1的电路结构，就要在电路中提供相对稳定的电流，才能减小基准电压对电源电压的依赖。如图2图2 电源电压敏感系数小于1的简单电压源2.2 有源器件与电阻串联构成的基准电压源通过上面的分析，为了能设计出简单的基准电压源，人们设计出了有源器件与电阻串联组成的基准电压源，如图3和图4所示。 图3 电阻与MOS管串联的基准电压源 图4 电阻与双极型晶体管串联的基准电压源对图3和图4，有 (2.4) (2.5)当稳压二极管工作在反向偏置区时，在稳定的电压下，电流也是稳定的。随着电压的增加，电流会迅
21、速的增加。因此，在使用这种基准时，必须提供一个恒定的电流。最基本的方式就是由电源和电阻来实现，如图5所示。图5 稳压二极管构成的电压基准源 (2.6) (2.7)其中，是稳压二极管在击穿点Q的小信号阻抗。如图6 图6 齐纳二极管工作特性 图7 VBV的温度系数与 VBV的关系 当反向击穿V=VBV时，VBV变化范围为6V8V (如图7)，VBV值的大小取决于N+区和P+区的掺杂浓度。击穿电压VBV的温度系数会随着击穿电压VBV大小的变化而变化，齐纳稳压击穿电压的温度系数为负，雪崩击穿电压的温度系数为正。于是，可以通过选择合适的正温度系数就可以抵消二极管的结压降的负温度系数（约为-2.0mV/）
22、。通过选择合适的偏置电流，就可以获得接近零温度系数的基准电压。由于该电压基准源使用起来有点困难、精度不高、噪声大且输出基准电压对电流和温度都有较大的依赖，所以这种基准源的应用越来越少。2.3 带隙基准电压源带隙基准电压源比其它基准电压源具有很多优点：(1) 由于它是建立在非表面的带隙原理上，因此输出电压比稳压二极管更稳定；(2) 通过温度补偿技术，它的温度系数可以很小；(3) 稳定性高；(4) 工作静态电流和功耗都很小；(5) 电源电压抑制比PSRR比较大，因此输出电压受电源电压的影响很小；(6) 与标准CMOS工艺完全兼容；(7) 可以工作于低电源电压下；温度漂移、噪声和PSRR等指标能满足
23、大部分系统的要求。于是带隙基准电压源得到了广泛的应用。2.3.1 带隙基准电压源的原理7为了得到与温度无关的基准电压源。其基本思路就是将具有负温度系数的电压和具有正温度系数的电压以适当的权重相加。他们的结果能够得到零温度系数的电压。即选取适当的和使得，这样就得到了具有零温度系数的基准电压。(1) 负温度系数电压双极型晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数。具体分析如下：它的集电极电流为： (2.8)其中，为饱和电流。根据半导体物理的知识可知 (2.9)其中，为比例系数，-3/2，1.12eV。由，为了简化分析，暂时假设保持不变，有 (2.10)由式(2.9)，我们有 (2.11)所以 (2.1
24、2)由式(2.10)和式(2.12)，我们可以得到 (2.13)通常情况下小于，所以具有负温度系数。同时我们注意到的温度系数与本身有关，如果正温度系数的量表现出一个固定的温度系数，那么在恒定基准的产生电路中就会产生误差。(2) 正温度系数电压如果两个双极型晶体管工作在不相等的电流密度下，那么他们的基极-发射极电压的差值就与绝对温度成正比。如图8所示图8 正温度系数的产生电路对图8，有 (2.14)因此，可实现正温度系数： (2.15)当T=300K时，+0.087mV/oK。n由许多三极管并联实现。有趣的是，这个温度系数与温度或集电极电流的特性无关。(3) 基本结构利用放大器两个输入端近似相等
25、就可以将正负温度系数的特性结合起来。如图9图9 基本带隙电压源产生电路 (2.16)由式(2.14)和式(2.15)得 (2.17) (2.18)式(2.18)中可由式(2.13)求得，若适当地选择n与、的值，可以使，此时可以近似认为输出电压与温度无关。事实上，由于本身与温度有一定关系，所以实际得到的电压仅在预设温度邻近区域内才能看作与温度无关，其他温度下仍有一定影响。(已经远小于没有温度系数抵消时的情况)2.3.2 温度系数的补偿原理18三极管的VEB可以表示为 (2.19)其中，为0K时硅的带隙电压，只与材料本身有关。是在温度时晶体管的基射结电压，是硅迁移率的温度系数，其值大约为4，的值与
26、集电极电流的温度特性有关，当流过三极管的电流与温度成正比时，当流过三极管的电流与温度无关时。从式(2.19)中可以看出可分为常数项与温度一阶相关项和高阶相关项。要减小带隙基准电压的温度系数，必须进行温度补偿，消除式中第二项甚至第三项的影响。由于式(2.19)中有TlnT一项，利用泰勒展开，式(2.19)可以表示为： (2.20)(1) 一阶温度补偿前面分析的简单带隙基准就是一阶温度补偿电路，其温度系数一般在40ppm/。原理就是用与绝对温度成正比(PTAT)电压将式(2.20)中项抵消掉。其精度远远不能达到现在电路的要求，因此产生了高阶温度补偿技术。(2) 高阶温度补偿其原理就是将式(2.20
27、)中等项抵消。若只将和项抵消，为二阶温度补偿；将，项抵消，为三阶温度补偿；若将，.项抵消，则为N阶温度补偿。补偿的阶数越高，基准输出电压VREF的温度系数越小，其精度越高、性能越好。2.3.3 带隙基准的限制因素1(1)带隙基准精度的限制因素三极管VBE的温度系数与温度本身有关，而VBE的温度系数是一个常数，基本结构中叠加的两部分电压进行的温度补偿是一阶近似补偿，如果需要更为精确的基准电压，需要进行高阶温度补偿。实际电路中，由于不对称性，运算放大器会受到输入“失调”的影响。所谓失调就是，当运放输入为零时，输出电压不为零，从而是输出电压产生误差。考虑VOS失调电压, 输出基准电压应修正为： (2
28、.21)由于在CMOS工艺中运放的VOS可以高达20 mV，输入失调电压已成为限制输出基准精度的重要因素。在分析图9电路的过程中，假设电阻的温度系数为0，这在实际电路中是不可能实现的。电阻的温度系数同样会影响带隙基准源的输出精度。不过，如果这种影响是被很好的利用，将会带来意想不到的效果，通过后面章节的分析会发现这一点。CMOS带隙基准源电路采用的寄生三极管的一般小于10，因此会具有较大的基极电流，这是带隙基准源误差的来源之一。在上述因素的影响下，简单CMOS带隙基准源的精度一般在40 ppm/左右。(2)带隙基准的电源电压的限制因素输出基准的大小决定了电源电压的最小值： (2.22)运算放大器
29、的共模输入电压也会限制电源电压；如果运算放大器采用NMOS差分输入，运放输入端的最小共模输入电压为： (2.23)最小的电源电压为： (2.24)同理可得运放采用PMOS 差分输入的最小电源电压： (2.25)在这两个因素的限制下，带隙基准源电路的电源电压一般在1.6 V以上。综上，传统的带隙基准电路存在很多问题，在电源电压、温度系数、功耗、PSRR等方面无法达到现今集成电路设计的要求。近几年针对这些问题，很多国内外学者从电源电压、温度系数、PSRR、功耗等方面对其进行了改进，取得了十分不错的进展，具体如下1-2：2.3.4 低压带隙基准(1)输出端接分流电阻的带隙基准源运放共模输入电平对带隙
30、基准电源电压的限制，是可以通过合理的运放输入级消除的。降低电源电压的难题在于消除输出基准电压的影响。其中一种解决方法就是在输出端接一个分流电阻。如图10当运放处于深度负反馈时，A与B两点电势相等。流过R1的电流就是PTAT(与绝对温度成正比)电流。 (2.26)又由基尔霍夫定律得 (2.27) (2.28) (2.29)图10 输出端接分流电阻的带隙基准源(2)BANBA结构带隙基准源Hironori Banba等人在1999年发表于JSSC上的一种新的带隙基准的电路结构，简称BANBA结构。在运算放大器的两个输入端加入阻值相等的分流电阻。输出基准电压由两个电流的和电流经过电阻获得。这种电路结
31、构的输出基准大小可以任意调节，但是运放的输入共模电平仍然会限制电源电压。如图11当运放处于深度负反馈时，A与B两点电势相等。流过R1的电流就是PTAT电流。 (2.30)流过R2的电流与成正比 (2.31)由基尔霍夫定律得 (2.32) (2.33)调节电阻R1、R2 的大小，使的温度系数为零，调节电阻R3的大小来调整输出基准电压的大小。图11 BANBA结构带隙基准源(3)LEUNG结构带隙基准源是Ka Nang Leung等将BANBA结构经过简单地变换，得到的一种新的电路结构，简称LEUNG结构。于2002年发表于JSSC。二者的工作原理基本相同。对图12，有 (2.34)由于电阻R2A
32、、R2B之间的分压作用，运放的输入共模电平进一步降低。如果运放采用PMOS输入，可以进一步降低电源电压，结合式(2.25)得式(2.35)。 (2.35)进一步降低电源电压的代价是电阻R2A、R2B之间的分压作用同时会将运算放大器的输入失调电压进行放大，降低输出基准的精度。如图所示，M、N两点之间的电压差为VOS，A、B两点之间的电压差为VOS (R2A+R2B)/R2B。图12 LEUNG结构带隙基准源有人专门写了论文比较了BANBA结构和LEUNG结构的各项性能。BANBA结构的输出电压温度系数更小；而LEUNG结构的最低电源电压可以降到1V左右，有益于向低电压设计的发展。2.3.5 高精
33、度带隙基准(1) 基于不同类型电阻的带隙基准源由前面的分析可知，三极管的VEB可以表示为 (2.20)利用不同温度系数电阻，可以实现二阶温度补偿。如图13所示，电阻R1、R2A、R3是多晶硅电阻，其温度系数大约为，R2B为有源区电阻，其温度系数大约为。PT AT电流由R1产生。 (2.36)R2和R3产生的电压补偿Q2基极-发射极电压： (2.37)由于电阻R1和R2A类型相同，它们的比值与温度无关，做一阶温度补偿。电阻R1和R2B类型不同，它们的比值与温度有关，做二阶补偿。图13 基于不同类型电阻的带隙基准源(2)线性化带隙基准源由于VEB中有TlnT 项，利用不同类型电阻进行的二阶温度补偿
34、还是一种近似补偿，最佳的补偿是用有TlnT项的电压补偿VEB。图14所示电路能够实现这种功能。Q2由PTAT电流偏置，Q3由与温度无关的电流偏置。它们的基极-发射极电压分别为： (2.38) (2.39)两个电压差加在电阻R4上面，产生了一个非线性电流，这个电流补偿高阶项。 (2.40)输出基准电压为 (2.41)结合式(2.19) (2.19)由式(2.41)和式(2.19)可知，选择适当的R1和R2可以将项抵消；选择适当的R2和R3可以将项抵消。从而实现高阶温度的补偿。图14 线性化带隙基准源2.3.6 高电源抑制比带隙基准在SOC上，数字集成模块的噪声容易通过电源和地耦合到模拟集成模块，
35、因此要求具有高PSRR的模拟集成模块。有许多提高PSRR的方法，诸如共源共栅电流镜等结构；形成负反馈提高PSRR；使用电容直接耦合电源噪声；电源噪声电容耦合负反馈等。(1)低频PSRR增强电路电流镜采用共源共栅结构共源共栅结构具有“屏蔽特性”。因此，要想提高低频带隙基准的PSRR可以从运放和核心电路入手。运放可采用折叠式共源共栅运算放大器，带隙基准核心电路中的几个电流镜也采用共源共栅结构，见文献9。采用负反馈电路思想就是不直接利用电源VDD，而是通过负反馈技术由电路内部产生一个电压作为带隙基准的电源电压使用，例如文献3。还有的技术中运放的电源电压都不直接用VDD，也是电路内部产生提供的，见文献
36、10。这些可以大大提高电路的电源抑制比。(2)高频PSRR增强电路RC滤波电路如图15所示，为了改善输出基准电压在高频段抑制电源纹波和减少输出噪声，可以在基准电压输出加RC滤波器。图15 RC滤波电路由和引入一个在频率处的继电。它等效为在该频率下的一个零点（或最大PSSR），因为PSSR是电源变量和基准电压的比值，所以在整个工作带宽内，通过增加RC滤波器PSSR显著增加，尤其是高频区域。对应于零点的频率表示为： (2.42)其中，是带隙基准的输出阻抗。除了改善PSRR，RC滤波器也可以减少噪声。当工作在高频时，基准电压的噪声主要是温度噪声，因为引入了一个在处的极点，频率等于或大于的噪声会被有效
37、的滤去。电容耦合负反馈11图16 电容耦合负反馈电路如图16所示，电路中阴影部分就是电容耦合负反馈PSRR增强电路。电容C0将电源噪声同相耦合到电流镜MP2、MP3、MP4的栅端，使得电流镜管的源端和栅端的噪声呈同相变化。这相当于对PMOS电流源管引入了源极负反馈，稳定MOS管的过驱动电压。本章小结本章主要是介绍了基准源的结构，分析了各种结构的优缺点，最后引出了带隙基准源。分析了带隙基准源的原理、温度补偿的原理和一些限制带隙基准性能的因素。再针对这些限制因素收集到了一些改进电路，并分析了这些改进电路的优缺点。这章的主要目的就是要为下一章的电路设计奠定理论基础。3 电路设计、仿真和版图本章先讲述
38、低压高精度带隙基准的各结构的选择，再对各个参数指标进行手工计算，接着利用Cadence软件进行仿真。最后结合实际因素讲解版图布局要点、画出版图。图17 低压超高精度带隙基准源内部电路的仿真图图18 带隙基准内运放电路仿真图(1)将图17中电路划分为7个模块，各个模块的说明如下：模块1：带隙基准源的核心电路，采用的是BANBA结构，见图11。模块2：带隙基准源的电压输出模块。通过调节输出端电阻的大小，可以改变基准输出电压VREF的大小。模块3：带隙基准源的自启动电路。模块4：带隙基准源的电流输出模块。利用电流镜的原理，通过调节电流输出端MOS管的宽长比，可以改变基准输出电流IREF1的大小。模块
39、5和模块6：BANBA结构中电阻R2的改进结构，在版图设计中讲解。模块7：带隙基准源的电源抑制比(PSRR)增强电路。(2)将图18中电路划分为3个模块，各个模块说明如下：模块1：电流镜，作用是引用带隙基准内部的电流基准给运放提供偏置。模块2：第一级放大电路，带有源电流镜负载的差分放大器。模块3：第二级放大电路，共源放大电路。Cc为密勒补偿电容。3.1 选择电路结构3.1.1 带隙基准核心电路的选择图19 带隙基准核心电路带隙基准核心电路采用的是BANBA结构，见图17模块1。在该基准源电路中，其中一个重要的指标是PSRR。提高PSRR可以从器件本身或电路结构的设计两方面来实现，对于给定工艺的
40、前提下，只能通过电路结构设计改善PSRR。通常使用负反馈控制原理，根据图19分析，当电源电压升高，电流增大，运放两输入端电位均升高，输出电压上升，这样将导致电流减小，即形成深度负反馈使电流稳定，即使输出电压与电源电压基本无关。此外，当电源电压变化时，将使运放的输出电压Vo也跟随变化，Vo的跟随特性不好会影响输出基准电压的精度，电源变化可能对VREF产生影响，这就需要运放能将这种影响反映出来，也就是说运放的PSRR要高，所以选择P差分对输入的运放。对于基准源的温度系数来讲，它与运放的性能也有密切的关系。如果温度升高，由于电阻有较大的温度系数，导致运放的输出电压升高，控制支路中的电流减小，最终使运
41、放两输入节点电压相等，所以运放的增益越高，对电路的控制能力越强，越有利于改善电路的温度系数。此外，运放中将采用密勒电容进行补偿以保证整个系统的稳定性。3.1.2 运算放大器的选择运算放大器的效果决定着带隙基准的效果。带隙基准中的运放两个指标值很重要的，一个是失调电压VOS，一个是相位裕度。前者对带隙基准的精度起着关键的影响，后者对带隙基准的稳定性起着关键的影响。当前两者都满足的前提下，可以适当地减小运放的功耗、增大运放的PSRR和带宽。(1)采用典型的二级CMOS运算放大器。根据电路的需要，运放需要较大的增益，较小的功耗，较低的噪声，所以选择典型的二级CMOS运算放大器即可。它能够用单个电容来
42、补偿。其中理想的电流源有晶体管镜像电流源所取代。(2)运放的差分输入对管选择PMOS。有前面的分析可知，运放的输入对管用PMOS有许多的好处。可以降低电源电压的最小工作电压；比使用NMOS做输入对管具有更大的输入范围等；(3)为了更进一步减小运放随温度之间的影响，有源负载电流镜由带隙基准自身IREF0提供。图20 运算放大器电路3.1.3 自启动电路的选择带隙基准电路中存在着一个很重要的问题是“简并”偏置点的存在。当电源上电时，所有的晶体管均传输零电流，因为环路两边的分支电流为零，则它们可以无限期地保持关断。电路可以稳定工作在两种状态，一是Iout=0，一是Iout0。自启动电路(即图17模块
43、3)就可使电路摆脱简并偏置点，见图21。图21 自启动电路3.1.4 提高电源抑制比电路的选择本文选用了电容耦合负反馈的PSRR增强电路，见图16。该电路只有MOS管组成，版图占用面积更小，更易调节和制造。而RC滤波器中含有电阻和电容，如果要是高频PSRR达到更好的效果，电阻和电容都会很大，这样不利于集成。3.2 计算电路参数3.2.1 带隙基准核心电路(1) 测量TSMC库中pnp管的温度系数测量思路：调用测量TSMC库中vpnp管，然后加理想恒定电流源idc。最后对pnp管进行直流温度扫描。测量电路：图22 pnp管温度系数测量电路测量结果：图23 pnp管温度系数测量结果曲线由图23可知，在温度-40-80之间，VBE随着温度的增加而线性减小。当T1=-40时，VEB1=855mV；当T2=84.97时，VEB2=630.2mV。 (3.1)(2)电阻的计算重新引入式(2.33)，有 (2.33) (3.2)取N=8，由得，。即。为了取得较低的电源电压，让基准输出电压维持在600mV左右。此时。(3)MOS管宽长比的计算流过MOS管的电流：MOS管的尺寸：3.2.2
