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1、摘要本文针对目前电镀电源在我国的发展速度很快，以及脉冲电镀电源与直流电镀电源有很多优点对脉冲电镀电源进行设计。本设计首先从脉冲电镀电源的技术性能指标出发，设计了主电路，其中包括整流电路、滤波电路、斩波电路等。其次，根据主电路的特点，设计了控制电路的硬件和软件，控制电路核心采用SPCE061A单片机来实现。控制电路主要完成对晶闸管触发角的控制、功率开关管IGBT的开关频率和占空比的控制，还有电流反馈的闭环控制。其中，电流反馈的闭环控制，采用数字PID控制算法。关键词:脉冲电源 三相整流 直流斩波 滤波AbstractAccording to the fast development of the
2、 electroplating power in our country ,and there being many advantages of the pulse electroplating power and direct current electroplating power, the pulse electroplating power is designed in this design.This design being firstly from the beginning of the technical specifications of the pulse electro
3、plating power, design the main circuit that includes rectifier, filter,chopper,and so on.Secondly, according to the characteristics of the main circuit ,the control circuit is designed. The core of the control circuit is based on the single chip computerSPCE061A. And the tasks of the control circuit
4、 are to control the thyristors trigger angle ,and the switching frequency of the IGBT ,and the duty ratio,still and the closed loop control of the current feedback.The closed loop control of the current feedback adopts the digital PID control.Keywords: Pulse power,Threephase rectifier, DC Chopping ,
5、Filtering 目 录第1章 绪论11.1 电镀电源的发展阶段11.2 脉冲电镀电源的优点21.3 本设计的内容2第2章 电源总体方案的确定42.1 概述42.2 脉冲电源工作原理和系统组成4第3章 主电路的设计63.1 系统的主电路拓扑结构63.2 整流电路的设计73.2.1 整流电路方案的确定73.2.2整流变压器的设计93.2.3晶闸管的选择103.2.4晶闸管的保护113.3中间滤波电路的设计163.4斩波电路的设计173.4.1斩波电路的选择173.4.2功率开关器件的选择183.4.3 IGBT的保护193.4.4 吸收电路参数计算21第4章 控制电路的设计244.1 SPCE
6、061A单片机概述254.2 零电压检测电路的设计294.3 过电流检测及保护电路314.3.1 电流检测314.3.2 电流采样电路324.3.3 过电流保护电路324.4 晶闸管驱动电路的设计334.4.1 晶闸管驱动信号要求334.4.2 晶闸管驱动电路344.5 IGBT驱动电路的设计344.5.1 IGBT的驱动电路的要求344.5.2 IGBT驱动电路354.6 辅助电源的设计38第5章 软件设计395.1 主程序设计395.2 外部中断程序的设计395.3 AD转换程序的设计405.4 电流采样程序的设计415.5 晶闸管触发程序的设计425.6 定时器中断程序的设计435.7
7、PID控制程序的设计43设计总结52参考文献53英文资料原文54英文资料译文63致谢72附录73第1章 绪论1.1 电镀电源的发展阶段就电镀电源技术来讲，电镀电源的发展经历了4个阶段：直流发电机组、不可控整流器、晶闸管整流、高频开关电源。1交-直流发电机组50年代的电镀电源主要是交-直流发电机组，即用交流电机带动直流电机，产生直流电压电流。若想调节直流发电机的输出，则把直流发电机的输出作为采样信号，调节交流电机转速以改变直流输出。这种系统始于前苏联；由于具有较高的可靠性，曾一度占据电镀行业的统治地位。但是经过两次的能量转换，机组的效率低，噪音大且直流电机维修不方便。这类变流设备在有些行业已被国
8、家明令为淘汰产品，但电镀行业仍有少数单位在使用这种高能耗的变流设备。2不可控硒或硅整流器（带饱和电抗器或者磁放大器）60年代发展了硒、硅整流器，它采用变压器原边抽头或者用调压器、饱和电抗方式调压，副边用硒或硅二极管整流作为电镀电源。虽然在技术上比“交-直发电机组有了一定的进步，但由于在控制上需要用电机或人力去拖动自耦变压器的调压端，很不方便。这类电源在我国电镀电源生产中所占比例不轻，据1988年的不完善统计就占到76%，如GDA、GDAJ-F、GDS等系列。该列电源结构简单、造价低，但重量大、体积大、效率不高、功率因数也不高，难以实现高精度的控制。3 晶闸管相控电镀电源70年代出现的晶闸管相控
9、电镀电源具有体积小、重量轻、效率高，控制方便等一系列优点。它的出现使得整个电化学工业的面目焕然一新。晶闸管相控电镀电源，在电路结构上主要有两种形式：一是利用晶闸管在供品变压器的原边进行调压，然后在副边用硅二极管整流；二是直接用晶闸管在供品变压器副边进行调压整流。不论哪种形式，都把成熟的调压控制原理通过电子电路，运用到对晶闸管导通角的控制中，使得晶闸管相控电镀电源的输出特性大大的优于以往的产品。在额定负载情况下，往往能获得令人满意的精度，波纹系数和效率。特别是在效率上，比过去的产品有了显著提高。功率容量的范围也很宽。这些优良特性使得它已经出现，便成为直流电镀电源的主流。至今国内大量使用的仍是一这
10、种电源为主（如ZDDKF系列、KGD系列等），国外工业化国家多在中大、大功率范围使用（如日本Sanrex的MRS-PR系列，瑞典HBQ系列等），我们把它称为第三代滞留电镀电源。4高频开关电源 运用比较成熟的共模滤波器的设计技术，开关期间所产生高频干扰可以被有效的抑制，从而达到电磁兼容(EMC)要求。软开关技术经过多年的发展，现在已经成功的应用到高频开关电源的设计中。基于软开关技术的开关电源利用本身寄生参数或者进行适当调整产生谐振，是开关期间达到零电压开通或者零电流关断，减小开通或关断损耗。从而为开关电源向更高频化发展打下了良好的基础。这样一来就会产生一个良性循环：变压器、滤波电感体积可以进一步
11、减小。特别是现代大容量电力电子器件(IGBT) 的出现，使得开关电源在中、大频率领域的发展前景一片光明。因此，大功率开关电源必将成为电镀电源的最佳选择。1.2 脉冲电镀电源的优点在我国，电镀行业发展较快，随着市场对电镀产品的提高，电镀工艺对电源的要求也越来越高。开关电源产品由于其具有体积小，重量轻，节能节材，调节精度高，易于控制等诸多优点，正逐渐被广大用户所采用。脉冲电镀电源作为开关电源的衍生产品，其应用于电镀与直流电镀相比有如下优点：首先，脉冲电源可通过控制输出电压的波形、频率和占空比及平均电流密度等参数改变金属离子的电沉积过程，使电沉积过程在很宽的范围内变化，从而在某种镀液中获得具有一定特
12、性的镀层。其次，脉冲电镀不仅能提高镀层的质量，缩短电镀周期，节约能源，而且能节约贵金属。据估计脉冲电源用于贵金属电镀，可以节约成本30%左右，它在普通金属电镀以及Al、Mg及合金的阳极氧化等方面也起着越来越重要的作用。 1.3 本设计的内容本设计完成脉冲电源的设计，其性能指标如下：（1）输入参数 电压：3AC 380V 50HZ（2）输出参数 脉冲电流频率：10001500HZ连续可调 脉冲电流幅值：1000A 输出电压：010V 脉宽：1020S连续可调 频率误差：0.5% 脉宽误差：1% 幅值误差：0.3% 输出电流波形如图1-1:图1-1 电流输出波形图 第2章 电源总体方案的确定2.1
13、 概述设计合理的方案、有效可靠的电路和先进的系统控制算法是脉冲电源总体设计的主要任务，本章分析了脉冲电镀电源的组成和工作原理。该电源将三相380V的交流电经过整流、滤波、斩波等主要环节得到规定要求的脉冲电流，且脉冲电流的脉宽和频率可以在规定范围内连续可调，并通过控制三相整流桥的移相角，对脉冲电流幅值进行闭环调节。2.2 脉冲电源工作原理和系统组成图 2-1 脉冲电源原理框图根据脉冲电源系统的组成原理给出脉冲电源的工作原理略图，如图2-1所示。把脉冲电源分为主电路和控制电路两部分。其中，主电路包括整流电路、滤波电路和斩波电路。在一般全桥或者半桥直流电源中，都是将电网电压不可控整流后的直流电压经过
14、变压器升压或者降压，然后再整流得到隔离的直流输出电压。本设计的脉冲电源可以在上述直流电源的基础上实现。设计逆变型脉冲电源系统由三大部分组成：（1）采取可控整流，使输出的脉冲电流峰值可调。（2）由于电源输出电流比较大，采用带脉冲变压器的斩波电路。（3）控制电路是系统的核心，它包括主电路功率器件需要的驱动脉冲生成、控制算法、信号采样及处理等。第3章 主电路的设计电源技术要求来看，要实现脉冲电源输出电流的频率、占空比等参数调节范围宽，必定使电路复杂化、造价高、可靠性降低。因此，设计实用、可靠且便宜的电源是选择方案的基本出发点。本章将简述脉冲电镀电源电源的主电路结构、参数选择计算。3.1 系统的主电路
15、拓扑结构主电路包括整流、滤波、斩波电路，主要任务是输出符合要求的脉冲电流波形。其电路如图3-1：图 3-1 主电路图3.2 整流电路的设计3.2.1 整流电路方案的确定整流电路主要是把三相交流电变为直流电，根据需要可选三相半波可控整流电路和三相桥式全控整流电路。三相半波可控整流电路只用三个晶闸管，接线和控制都很简单，但要输出相同的Ud时，晶闸管承受的正、反向电压都较高，且整流变压器二次侧绕组一周期仅导电120，绕组利用率低，绕组中电流为单方向，存在直流分量，使铁芯直流磁化，产生较大的漏磁通，引起附加损耗。工业中广泛应用的三相桥式全控整流电路，是由两组三相半波整流电路串联而成的，一组三相半波整流
16、电路为共阴极接法，另一阻为共阳极。如果它们的负载完全相同且控制角一致，则负载电流I、I应完全相同，在零线流过的电流平均值，如果将零线切断，不影响电路工作，就成为三相桥式全控整流电路由于共阴极组在电源正半周导通，流经变压器二次侧绕组的是正向电流，共阳极组在电源负半周导通，流经变压器二次绕组的是反向电流。因此，一周期中变压器绕组中没有直流磁势，且每相绕组的正负半周都有电流流过，变压器绕组利用率提高了。故本设计采用这种整流方式。由图 3. 1 电路可以看出，在任意时刻电路必须有两个晶闸管同时导通，其中一个属于共阴极组，另一个属于共阳极组，每个晶闸管的最大导通角为120。晶闸管之间的换相是在同一结构组
17、中进行的，即共阳极与共阳极的晶闸管换相，共阳极与共阴极的晶闸管换相。在这种电路中般采用双脉冲或宽脉冲的触发方式保证每隔60导通一个晶闸管，触发电路设计在后面章节给出。三相全控整流电路分析：下面讲述可控整流电路在阻性负载情况下输出与输入的关系，图3-2为在触发角为时的电路波形。Ud1为相电压波形，Ud2为线电压波形。由波形对应关系可以看出，各自然换相点既是相电压的交点，同时也是线电压的交点。由于输出整流电压为共阴极组中处于通态的晶闸管对应的相电压与共阳极组中处于通态的晶闸管对应的相电压的差，因此输出电压为线电压在正半周期的包络线(图中Ud2 。从图中可以看出，当060时，输出电流连续:当6012
18、0时，输出电流不连续;当a =120时输出平均电压为零，所以应该分别对待.图3-2 三相全控桥式整流电路电压波形图当060时，电流连续时输出电压平均值Ud与输入电压有效值U2的关系为：通过晶闸管的电流I与负载平均电流Id的关系为：三相全桥整流电路输入电流有效值I2与负载平均电流Id的关系为：当60120时，电流不连续时输出电压平均值与输入电压有效值U2的关系为：通过晶闸管的电流I与负载平均电流Id的关系为：三相全桥整流电路输入电流有效值I2与负载平均电流Id的关系为：下面讲述可控整流电路在感性负载情况下输出与输入的关系，认为电感足够大，使负载电流连续， 且其波形基本上为一条水平线 。感性负载时
19、导电规律与阻性负载相同， 当060时， 电路整流输出电压Ud 波形与阻性负载使一样。当60时，有前面分析可知， 阻性负载的输出电压波形断续，对于大电感负载，由于电感L的作用，在电源线过零后，晶闸管仍然导通，直到下一个晶闸管触发导通为止，这样输出电压波形中出现负的部分。当=90时，Ud 波形正负面积相等，平均值Ud=0，所以感性负载使电路移相范围为90。感性负载时电流连续，晶闸管导通总是2/3，Ud波形每隔60重复一次，所以整流电压输出平均值Ud与输入电压有效值U2的关系为：通过晶闸管的电流I与负载平均电流Id的关系为：三相全桥整流电路输入电流有效值I2与负载平均电流Id的关系为：3.2.2整流
20、变压器的设计 整流变压器起到隔离和降压的作用。对变压器进行设计时，考虑到变压器磁化曲线的非线性，在铁心中要得到正弦磁通，激磁电流必定要含有三次谐波。当变压器采用-Y联结时，可以供给产生正弦磁通所需要的三次谐波电流，这样主磁通将保持接近正弦，当然电势也就接近正弦。因此本文设计的变压器是原边采用绕法，副边采用Y绕法。整流变压器的计算和选择：1.变压器副极电压电流的计算整流桥输出电压： Ud=100V由三相桥式全控整流电路可知：所以： 当090时，与成反比关系，=0时， 取最小值，=42.7V；=90时，取最大值。本设计中取 U2=50V 则，=35变压器二次侧绕阻同一周期内流过电流波形为方波，其正
21、半周为120，其负半周也为120，所以二次侧绕阻电流有效值为：I=100A 则 I=81.6A2.整流变压器容量计算整流变压器副级功率为：三相全控桥式整流电路变压器原级功率与副级功率相等，故因此整流变压器容量为3.2.3晶闸管的选择晶闸管的选择是保证晶闸管工作在其安全工作区内，主要包括额定电压、额定电流。在高压或大电流的晶闸管装置中，如所要求的电压、电流值超过了单个元件所能承受的额定值时，可以把元件串联或并联起来使用，所以，还需要判断是否需要晶闸管并联或串联。1晶闸管额定电压V确定晶闸管额定电压时，考虑到晶闸管在恢复阻断时引起的换相过电压，以及在操作和事故过程中产生的各种过电压影响，额定电压必
22、须留有(23)倍的余量。即其中V为晶闸管承受的最大正反向峰值电压，在本设计中2晶闸管额定电流晶闸管额定电流的计算原则是必须使额定电流I大于实际流过晶闸管的电流平均值。考虑过载系数，通常取12倍。晶闸管通态平均电流由三相全控桥式整流电路可知，流过晶闸管的电流有效值为：3晶闸管并联支路的确定所以，不需要晶闸管并联。3.2.4晶闸管的保护晶闸管在使用中，因电路中电感的存在而导致换相过程产生Ldi/dt，或系统自身出现短路、过载等故障.所以要做好晶闸管的过电压、过电流保护。1晶闸管的过电压保护晶闸管对过电压很敏感，当正相电压超过其断态重复峰值电U一定值时晶闸管就会误导通，引发电路故障；当外加反向电压超
23、过其反向重复峰值电压U一定值时，晶闸管就会立即损坏。因此，必须研究过电压的产生原因及抑制过电压的的方法。过电压产生的原因主要供给的电功率和储能发生了激烈的变化，使得系统来不及转换，或者系统中原来积聚的电磁能量来不及消散而造成的。主要表现为雷击等外来冲击引起的过电压和开关的开闭引起的冲击电压两种类型。由雷击或高压断路其动作等产生的过电压是几微妙或几毫秒的电压尖峰，对晶闸管是很危险的。由开关的开闭引起的冲击电压又分为如下几类1）交流电源接通、断开产生的过电压 例如，交流开关的开闭、交流侧熔断器的熔断等引起的过电压，这些过电压由于变压器绕阻的分布电容、漏抗造成的谐振回路、电容分压等使过电压数值为正常
24、值的2至10倍。一般低，开闭速度越快过电压约稿，在空载情况下断开回路将会有更高的过电压。2）直流侧产生的过电压 如切断回路的电感较大或者切断时的电流值较大，都会产生比较大的过电压。这种情况常出现在切断负载、正在导通的晶闸管开路或者快速熔断器熔体烧断等原因引起电流突变场合。3) 换相冲击电压 包括换相过电压和换相振荡过电压。换相过电压是由于晶闸管的电流降为零器件内部各结层残流载流子复合所产生，所以有叫载流子积蓄效应引起的过电压。换相过电压之后，出现换相振荡过电压，它是由于电容、电感形成共振产生的振荡电压，其值与振荡结束后的反向电压有关。反向电压越高，换相振荡过电压也越大。针对形成过电压的不同原因
25、，可以采取不同的抑制方法，如减少过电压源，并使过电压幅值衰减；抑制过电压能量上升的速率，延缓已产生能量的消散速度，增加其消散途径；采用电子线路进行保护。目前最常用的是在回路中接入吸收能量的元件，是能量得以消散，常称之为吸收回路或缓冲电路。常见的晶闸管过电压有交流侧过电压和直流侧过电压，对这些过电压的主要处理措施如图3-3： 图 3-3 晶闸管保护措施F壁雷器 D变压器静电屏蔽层 C静电感应过电压抑制电容RC1阀侧浪涌过电压抑制用RC电路RC2阀侧浪涌过电压抑制用反相阻断式RC电路RV压敏电阻过电压抑制器RC3阀器件换相过电压抑制用RC电路RC4直流侧RC抑制电路RCD阀期间开关断过电压抑制用R
26、C电路阻容吸收回路 通常过电压均具有较高的频率，因此常用电容作为吸收元件，为防止振荡，常加阻尼电阻，构成阻容吸收回路。阻容吸收回路可接在电路的直流侧、交流侧、后并接在晶闸管的阳极与阴极之间。吸收电路最好选用无感电容，接线应尽量短。阻容保护三角形连接时，电容器的电容量小但耐压要求高联接时，阻容保护星形连接时，电容器的电阻值要大但耐压要求低、电阻值也小，通常增大C能降低作用到晶闸管上的过电压L di/dt和dv/dt，但过大的C值不仅增大体积，而且使R的功耗增大，并使晶闸管导通时的di/dt上升。增大电阻R有利于抑制振荡但过大的R不仅使抑制振荡的作用不大，反而降低了电容抑制Ldi/dt的效果,并使
27、R的功率增大，所以一般希望R小一些(约5100)。为降低电阻的温度电阻功率应选电阻上可消耗功率值的2倍左右。 a 交流侧的阻容保护星型接法 b交流侧的阻容保护三角形接法图3-4 交流侧的阻容保护接法由硒堆及压敏电阻等非线性元件组成的吸收回路 上述阻容吸收回路的时间常数RC是固定的，有时对时间短、峰值高、能量大的过电压来不及放电，抑制过电压的效果较差。因此，一般在交流装置的进出线端还并有硒堆或压敏电阻等非线性元件。硒堆的特点是其动作电压与温度有关，温度越低耐压越高；另外是硒堆具有自恢复特性，能多次使用，当过电压动作后硒基片上的灼伤孔被熔化的硒重新覆盖，又重新恢复其工作特性。压敏电阻是以氧化锌为基
28、体的金属氧化物非线性电阻，其结构为两个电极，电极之间填充的粒径为1050的不规则的ZNO微结晶，结晶粒间是厚约1的氧化铋粒界层。这个粒界层在正常电压下呈高阻状态，只有很小的漏电流，其值小于100。当加电压时，引起了电子雪崩，粒界层迅速变成低阻抗，电流迅速增加，泄漏了能量，抑制了过电压，从而使晶闸管得到保护。粒浪涌过后粒界层有恢复为高阻态。1）、交流侧过电压阻容保护下图给出阻容保护常用的接线图，其中电阻R、C用下面关系式近似计算： 整流变压器的阻抗电压，以额定电压的百分数表示，对于本设计，= 4%10%;变压器空载电流，以额定电流的百分数表示，对于本设计=4%10%; 变压器二次相电压有效值(V
29、);S 变压器每相的平均视在容量(VA)。电容的耐压=130V阻容电流：=0.12A电阻的功率=1.5W选用的电容为：5/200V选用的电阻为：0.5/2W2)非线性阻容吸收装置保护（压敏电阻）压敏电阻RV的选择 U=168V选用压敏电阻的型号为：MYD14K2713)直流侧过电压阻容保护直流侧过电压保护一般采用在晶闸管两端并联阻容吸收的方法。吸收电阻与吸收电容的经验计算公式为:=(24)=(24) =0.1150.23F电容耐压=130VR=1030阻容电流：=0.12A电阻的功率取2W选用的电容为：0.5/200V选用的电阻为：20/2W2. 晶闸管的过电流保护由于半导体器件体积小、热量小
30、、特别像晶闸管这类高电压大电流的功率器件，结时，热量降来不及散发，使得结温迅速升高，最终将导致结层被烧坏。产生过电流的原因是多种多样的，例如，交流装置本身晶闸管损坏，触发电路发生相邻设备故障影响等。晶闸管过电流最常用的是快速熔断器。由于普通熔断器的熔断特性动作太慢，在熔断器尚未熔断之前晶闸管已被损坏；所以不能用来保护晶闸管。快速熔断器由银制熔丝埋于石英沙内，熔断时间极短，可以用来保护晶闸管。使用中快速熔断器的接法有快速熔断器与晶闸管相串联的接法如图（1）,快速熔断器接在交流侧如图（2）,快速熔断器接在直流侧如图（3），这种接法制能保护负载故障情况，当晶闸管本身短路是无法起到保护作用。本设计采用
31、与元件串联的快速熔断器作过载与短路保护。 图3-5 快速熔断器连接图 快速熔断器的选择通过晶闸管电流有效值=58A,故选用RLS-70的熔断器，熔体电流为70A。3.3中间滤波电路的设计直流滤波电容器的参数计算在三相全控整流电路中，输出直流的基波脉动频率为300Hz。为了保证整流输出电压为一平直电压，滤波电路的时间常数，即滤波电容器和直流电源的等效负载电阻的乘积应远远大于整流输出电压的基波脉动周期，实际应用中一般取6-8倍即可。既有： =（68）/300=（2027）得： =（2027）取=10100则 =2002000实际中选用 =2000滤波电容的耐压值按整流最大输出电压选取，即117V.
32、实际取用耐压为450V。限流电抗器的参数计算作用主要是限流，限制流过晶闸管的电流尖峰，改善网侧功率因数。一般可以按照下面的式子进行计算求取： =(2023)则 =（2023）=1011.5因此可以按照10，100A选择。在选用和时,除了考虑限流、滤波功能外，还需要考虑到在电源额定工作状态下，斩波器因某种原因突然停止工作时，储存在中的能量将转移到中，此过程会使端电压升高，此电压则直接加到IGBT上，因此选择时也不能取的太大。值应该满足:（k-1）其中k为升压系数，一般取1.2。如果与的取值不能满足上面的关系式则需要适当的增大或者减小。本设计中 （k-1）=80因此前面的取值在10合理范围内，无需
33、调整。3.4斩波电路的设计斩波电路是本设计关键的部分，整个脉冲电源的性能都取决于该电路工作状态，系统大部分的高频振荡干扰也来源于此。因此在设计斩波电路时，除了要实现DC-DC变换电气性能以外，还要设计功率器件的保护电路、驱动电路和功率回路布线等各种辅助电路。采用一些特殊工艺来减小干扰，保证整个系统的工作性能。3.4.1斩波电路的选择直流斩波器是一种把恒定直流电压变换成为负载所需的直流电压的变流装置。它通过周期性的快速通、断，把恒定直流电压斩成一系列的脉冲电压，而改变这一脉冲列宽度或频率就可实现输出电压平均值的调节。斩波电路按照电路的拓扑结构可以分为基本的不带隔离变压器的斩波器和带隔离变压器的斩
34、波器两类。基本的斩波器是通过控制开关管，在静电熔、电感等储能滤波元件将输入的直流电压变换为符合负载要求的直流电压或电流。这种变换器适用于输入输出电压等级相差不大，且不要求电气隔离的应用场合。基本的斩波器有多种电路接线形式，根据其电路结构及功能分为4种基本类型。1）降压斩波（buck）2）升压斩波（boost）3）升降压斩波（buck-boost）4）丘克斩波（CUK）在电力电子的实际应用中，斩波变换器常常要用变压器进行电气隔离，即带隔离变压器的斩波器。变压器型中按开关管输出电路的形式可分为单端变换器和双端变换器。而双端变换器又分为推挽型、半桥型、和全桥型。单端变换器可分为单端正激型和单端反激型
35、。本设计选用单端正激型变换器。脉冲电镀电源要求输出电压为10V，电流为1000A，所以需要采用隔离式的斩波电路。可用于本电源设计的斩波器有正激式和桥式的，本设计基于正激电路结构简单和成本低的优点选用这种斩波电路。正激变换器磁复位电路的设计正激变换器具有电路结构简单、输入与输出电压隔离、可以多路输出等优点，适用于低压大电流的场合。该变换器有一个固有的缺陷，就是它的变压器必须要磁复位，因此必须采取复位电路。磁复位的基本思路是:变压器原边绕组(或副边绕组)上的正向电压伏秒面积应该等于负向电压伏秒面积。常用的磁复位技术包括RCD箝位技术，LCD箝位技术，有源箝位技术和ZVT箝位技术。这里选用RCD箝位
36、技术。单端正激型变换器的主电路如图3-6： 图3-6 斩波电路原理图当功率开关管导通时，整流二极管VD3同时导通，输入电能通过 VD3传递给负载R.V关断时，VD3停止导通，电感性负载通过VD4继续向负载供电。同时变压器中的存储能量通过RCD钳位电路消耗，防止磁通饱和。3.4.2功率开关器件的选择工作于开关状态的功率半导体器件是现代电力电子技术的核心，晶闸管这种半控型功率开关元件的问世标志着现代电力电子技术时代的开始。现代电力电子器件是指全控型的电力半导体器件，可分为双极型、单极型和全控型三大类。现代电力电子器件向着全控化、集成化、高频化、多功能化和智能化方向发展。双极型功率开关器件的主要特点
37、是通态压降低、阻断电阻高和电流容量大，适用于较大容量的变流系统。其主要有电力晶体管(GTR)、门极可关断晶闸管(GTO)和静电感应晶闸管(SITH)等。其中GTR具有控制方便和通态压降低的优点，但存在二次击穿问题和耐压难以提高的缺点。一般应用于几十千伏安以下、开关频率低于10k Hz的场合。GTO是目前能做到耐压最高、电流容量最大的功率开关器件之一，现在最大容量可达5000V, 4500A。但其关断增益小，门极反向关断电流较大，需设置专门的驱动电路，开关频率一般为12kHz,多应用在200KVA以上的大容量变流设备中。SITH是大功率场控开一准器件。它的通态电阻小、开关速度快，可用于高频感应加
38、热电源。但其制造工艺复杂，成本较高。单极型功率开关器件的典型产品主要有功率场效应晶体管(MOSFET)和静电感应晶体管(SIT)。它们属于电压控制器件，驱动功率小。MOSFET的电流容量和耐压难以提高，多用于中小容量、开关频率较高的场合。SIT的输出功率大，多用于高音质音频放大器、通讯设施和空间技术等领域。混合型功率开关器件是由单极型和双极型功率开关器件集成混合制造，利用耐压高、电流密度大、导通压降低的双极型器件作为输出级，同时利用输入阻抗高、响应速度快的单极型MOS器件作为输入级，兼有两者的优点。这类器件的典型产品有绝缘栅双极晶体管(IGBT )、MOS晶闸管(MCT)和功率集成电路(PIC
39、)等。MCT是晶闸管和MOSFET的混合集成，它阻断电压高，电流容量大，通态压降和损耗小，开关速度高，开关损耗小，是最有发展前景的全控型功率半导体器件。但现在实际应用很少。PIC是指功率开关器件与驱动电路、控制电路、保护电路等的总体集成，使强电和弱电达到完美的结合，完成了信息与动力的统一，推动电力电子技术进入智能化时代。但其耐压和电流容量很小。IGBT是MOSFET与GTR复合形成的一种新型器件，自八十年代中期以来发展十分迅速，开关频率已超过20kHz。它既具有功率MOSFET的电压驱动、开关频率高、无二次击穿问题等优点，又具有GTR通态电流大、反向阻断电压高等优点。近年来，在开关电源、电机控
40、制以及其它要求开关频率高、损耗低的中小容量变流设备中，IGBT有取代功率MOSFET和GTR的趋势，成为应用最广泛的功率开关器件之一。基于以上对各种常用全控型功率开关器件的对比分析，本文设计采用IGBT作为功率开关器件。IGBT参数计算：额定电流的选择:IGBT额定电流的选择要考虑实际电路中的最大额定电流，负载类型，允许过载的程度等因素。一般取电流最大值两倍的裕量。即 Ice=2Ie=2100=200A额定电压的选择:考虑电网瞬间尖峰、电压波动、开关电流引起的电压尖峰等，选择耐压值为两倍加在其上的电压。根据系统的设计参数选用IR的IGBT，型号为:GA200SA60S,其耐压值600V,额定电
41、流200A。3.4.3 IGBT的保护1过电压保护IGBT关断时，它的集电极电流下降率较高，集电极高的电流下降率将引起集电极过电压。为了保护IGBT，必须对其两端的过电压进行控制，以免过电压超过其额定值而导致IGBT的损坏。抑制IGBT集.发射极电压的电压尖峰的方法有两种:一种是增大栅极电阻RG，另一种是采用缓冲电路。然而，RG的增大将减缓IGBT的开关速度，从而增加了开关损耗，因此这种方法不可取。缓冲电路又称吸收电路，主要用于抑制电力电子器件的内因过电压、dv/di和di/dt，减小器件的开关损耗。缓冲电路可分为关断缓冲电路和开通缓冲电路。关断缓冲电路的基本思路是将电容并联于器件两端，利用电
42、容器上的电压不能突变的原理来抑制尖峰电压，即吸收器件的关断过电压和换相过电压，减小dv/dt，同时减小器件的关断损耗。开通缓冲电路是利用电感与器件串联来抑制器件开通时的过电流冲击和di/di并减小器件的开通损耗的。由于开通缓冲电路很容易实现，下面将着重介绍关断缓冲电路。在实际应用中，IGBT的关断缓冲电路有RC吸收和RCD吸收两种。(1) RC吸收电路IGBT的RC缓冲电路如图3_7中吸收电容CS与电阻Rs串联后并联于IGBT的集电极和发射极两端构成了RC吸收电路。为了限制吸收电容Cs的放电电流，将其串联了一个电阻R，但是由于电阻R的串入，使得IGBT关断时的过电压吸收效果较单电容缓冲电路要差
43、，而且Rs阻值越大，吸收效果越差。所以在实际应用中，Rs阻值取得较小，这样既可有较好的吸收效果，同时对开通时的电流尖峰又有抑制作用。(2) RCD吸收在RC吸收电路的吸收电阻上并联一只二极管就构成了RCD吸收电路，如图3_7所示。当IGBT关断时，电源经二极管向电容充电，由于二极管的正向导通压降较小，所以关断时的过压吸收效果与电容吸收效果相同。当IGBT开通时，电容通过电阻放电，限制了IGBT中的开通尖峰电流。器件每开通一次，电容就充放电一次，所以将其称为充放电缓充电路。通常，在IGBT关断时，电容被充到电源电压值。在IGBT导通时，电容通过放电使充入电容的能量全部消耗在放电回路中，主要消耗在
44、电阻上，而且这种功损耗正比于IGBT的开关频率。 图 3-7 IGBT吸收电路这两种吸收电路因直接并接在IGBT的集电极和发射极的两端，IGBT关断时收电容的电压从零开始上升，因而具有较好的过电压吸收效果。使得IGBT关断时的电流、电压的运行轨迹靠近电流、电压坐标轴，提高了IGBT关断时的安全性。但是，对于大功率IGBT来说，其使用频率通常在lOkHz左右，在这样高的频率下，这两种缓冲电路由于自身损耗过大而无法使用。目前钳位式RCD吸收电路被认为是最适合于大功率IGBT的吸收电路，并且被广泛采用。2过电流保护当IGBT发生过流或短路故障时，若不加以保护或保护不当，就可能因发生擎住效应，使IGB
45、T超过其热极限而毁坏。为了避免这些情况的发生，必须对IGBT采取有效的保护措施.IGBT的过电流保护电路可分为两种类型:一种是过载电流保护，另一种是短路电流保护。对于过载保护，由于不必快速响应，可采用集中式的保护，即检测输入端或直流环节的总电流。当此电流超过设定值之后，比较器翻转，封锁装置中所有IGBT驱动器的输入脉冲，使装置的输出电流降为零。这种集中式的保护具有保护的彻底性，一旦保护动作后需要通过复位才能恢复正常工作。然而，对于短路保护，由于IGBT只能承受很短时间的短路电流，所以其保护电路必须快速动作。下面将着重讨论短路保护。从识别出过电流信号至切断栩极信号的这段时间必须小于IGBT允许短
46、路过电流的时间。而IGBT承受短路电流的时间长短与该IGBT的导通压降有关，并随着饱和导通压降的增加而延长，这是因为随着饱和导通压降的增加，IGBT的阻抗也在增加，导致短路电流的幅值减小，而且短路时的功耗也随着短路电流的平方在减小。如饱和导通压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5s,饱和压降为3V的IGBT承受的短路时间可达15s ，当饱和压降增加到4V5V时，其允许短路时间可达30s 。IGBT的过电流损坏问题可以依靠IGBT驱动电路中过流保护电路来解决，IGBT的驱动电路将在下一章讲解。3.4.4 吸收电路参数计算1 )缓冲电容缓冲电容Cs可将输入电压置于低电压，由实验方法确定，也可以由母线电感计算.初始浪涌电压之后，随着缓冲电容的充电，瞬态电压再次上升。第二次上升峰值UCEP取决于缓冲电容与母线电感，设引起浪涌电压的能量可被缓冲电容完全吸收，则有:=
