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1、基于TOPSwitch-的小功率开关电源设计摘 要单片开关电源自20世纪90年代中期问世以来，便显示出强大的生命力，并以其优良的特性倍受人们的青睐。TOPSwitch-II器件为三端单片开关电源,是一种将PWM和MOSFET合二为一的新型集成芯片。与普通线性稳压电源相比其优点为体积小、重量轻,并且密度高、价格低;采用它制作高频开关电源,不仅简化了电路,同时可以改善电源的电磁兼容性能,且降低了制作成本。目前，它已成为开发国际通用的高效率、小功率开关电源的优选，也为新型开关电源的推广和普及创造了条件。此次设计用TOP222Y型三段单片机来控制，具有单片集成化、最简外围电路、最佳性能指标、无工频变压
2、器、能完全实现电气隔离等特点，配合带稳压管的光耦合器，能将交流转换成直流稳压输出，该电路简单，稳定性能好，成本低。关键词：开关电源、TOPSwitch-、光耦合目 录第一章 概 述- 3 -1.1 开关电源工作原理- 3 -1.2 TOPSwitch简介- 3 -1.3 开关电源的发展- 6 -1.4 开关电源基本拓扑结构- 7 -1.4.1 反激式变换器- 7 -1.4.2 正激式变换器- 10 -1.4.3 半桥式变换器- 11 -1.4.4 全桥式变换器- 12 -第二章 TOPSwitch-的结构和原理及型号确定过程- 13 -2.1 TOPSwitch-的结构及原理- 13 -2.2
3、 基于TOP222Y芯片小功率反激式开关电源的设计- 18 -第三章 各电路模块的设计- 20 - 3.1 EMI滤波器.- 20 -3.2 输入整流桥的选择. - 20 -3.3 频变压器的设计.- 20 -3.3.1 变压器的分类- 24 -3.3.2 高频变压器的工作原理- 24 -3.3.3 开关电源高频变压器的参数计算- 25 -3.3.4 高频变压器的绕制- 27 -3.3.5 高频变压器绕制的注意事项- 28 -3.3.6 反激式开关电源变压器绕制示意图- 28 -3.3.7 减小高频变压器的漏感 .- 28 -第四章 电路各模块的参数计算- 32 -4.1 EMI整流滤波电路元
4、件的参数计算- 32 -4.2 PC817光电耦合器与TL431外围器件参数计算- 32 -4.3 TL431的取样电阻计算- 34 -第五章 仿 真- 35 -5.1 仿真软件简介- 35 -5.2开关电源设计总原理图- 36 -5.3 PSIM仿真图- 37 -第六章 设计总结- 38 -参考文献- 42 -第一章 概 述1.1开关电源工作原理开关直流稳压电源是基于方波电压的平均值与其占空比成正比以及电感、电容电路的积分特征而形成的。其基本原理是，先对输入交流电压整流，从而形成脉动直流电压，经过DC-DC变换电路变压，再通过斩波电路形成了不同脉冲宽度的高频交流电，然后对其整流滤波输出需要电
5、压电流波形。如果输出电压波形偏离所需值，便有电流或电源采样电路进行取样反馈，经过与比较电路的电压值进行参数比较，把差值信号放大，从而控制开关电路的脉冲频率f和占空比D，以此来控制输出端的导通状态。因此，输出端便可以得到所需的电压电流值。图 开关电源原理框图1.2 TOPSwitch简介美国功率集成公司（PI公司）在1994年推出第一代TOP Switch芯片，1997年，美国功率集成公司又推出了TOP Switch系列器件。TOP Switch系列器件和TOP Switch系列器件相比，内电路作了许多改进，器件对于电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计更为方便，性能又有了增强，性能
6、价格比更高。与TOP Switch系列器件相比，TOP Switch系列器件在输入电压为100V、115V或230VAC时，系统功率从（0100）W提高到（0150）W，在三种电压下均可工作时，系统的功率从（050）W提高到（090）W，从而使得TOP Switch器件可在如电视、监视器以及音频放大器等许多新的应用范围内使用。1998年推出绿色、低价的Tiny Switch和TOP Switch-FX开关电源IC系列，它为设计高度集成的电源提供了更大的灵活性，采用的Eco Smart节能技术可以帮助工程师生产出符合环保要求的更加“绿色”的电子产品。器件输出功率最高达75W，可广泛应用于手机充电
7、器、PC待机电源、机顶盒、DVD和LCD显示器等不同领域。2000年11月最新推出TOP Switch-GX系列高压AC/DC转换芯片，把最大输出功率提高到250W，具有更高的开关频率，在轻负载时能线性缩减频率以降低待机功耗；更宽的占空比；并且，通过增加3个引脚，使用户具有更多可配置的功能（如限流调整、欠压检测、过压关断、电压前馈、两种可选频率及远程On/Off等）。 TOP Switch 主要用于AC/DC 转换器，具有体积小，重量轻，宽输入范围（85V-265V），提供了PI Expert专家系统设计软件，便于用户更快地设计出自已的产品。采用TOP Switch器件的开关电源与采用分立的M
8、OSFET功率开关及PWM集成控制器的开关电源相比，具有以下特点：1、成本低廉。使用TOP Switch器件，比用其他开关电源节省很多个元器件，从而使产品的大小和重量减少；TOP Switch因采用了源极调节板和可控的MOSFET通态驱动，故电磁干扰(EMI)和EMI滤波器的成本可明显降低；2、系统效率高。TOP Switch系采用CMOS工艺制作，并在芯片中集成了尽可能多的功能，故与采用二极管或分立的功率开关电路相比，偏置电流显著降低；开关电源所需的功能集成于芯片中后，外部的电流传感电阻和初始起动偏压电流的电路均可除去，系统效率大大提高。特别是TOP Switch器件专门针对反激式功率变换电
9、路进行了优化，使最大值占空比可达70%，TOP100TOP104，TOP200TOP204/TOP214的效率可达90%，TOP209/TOP210的效率也可超过80%；电源设计简化。TOP Switch器件在3脚的TOP220封装中集成了PWM控制器和高压MOSFET功率开关，只需外接一个电容就能实现补偿、旁路、起动和自动重起功能。另外，有许多专门为TOP Switch器件而标准设计的电路板，使应用TOP Switch的设计更为方便，极大地缩短了产品开发至进入市场所需的时间；应用灵活性高。TOP Switch器件支持降压型、升压型、正激式和反激式功率变换电路，并且很容易和光耦及变压器初级的反
10、馈电路结合，无论在连续传导模式和不连续传导模式下均可工作；功能完善的系统级故障保护。TOP Switch具有自动重起和逐周电流限制功能，故可对功率变压器初级和次级电路的故障进行保护。TOP Switch还具有在片热关闭选通功能，可在电路超负荷时有效地保护电源。对于小功率的开关电源的设计，TOP Switch系列芯片以其电路简捷，体积小，重量轻，自保护功能齐全，设计方便等优点在该领域的应用上有很大的优势。1.3 开关电源的发展现代电力电子技术是开关电源技术发展的基础。随着新型电力电子器件和适于更高开关频率的电路拓扑的不断出现,现代电源技术将在实际需要的推动下快速发展。其中开关电源高频化、模块化、
11、数字化、绿色化等是高频开关电源的发展趋势,这些技术的成熟,将实现高效率用电和高品质用电相结合。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。传统开关电源设计一般均采用分立的MOSFET功率开关和多引脚的PWM集成控制器，电路的结构非常复杂，系统的稳定性不够理想，分立的MOSFET功率开关对开关电源的效率亦有限制。为了解决传统开关电源设计面临的这些难题，90年代以来，出现了将开关电源中最重要的两个部分PWM集成电路和
12、MOSFET功率开关，集成在同一块芯片上，构成PWM/MOSFET二合一集成芯片的趋势，二合一集成控制芯片的问世，降低了开关电源设计的复杂性，减少了开关电源设计所需的时间，从而大大加快了产品进入市场的速度。单片开关电源具有单片集成化、最简外围电路、最佳性能指标、能构成无工频变压器开关电源等显著优点。TOPSwitch-器件是美国PI公司(POWER Integrations)于1997年代中期推出的第二代新型高频开关电源芯片。它是三端脱线式PWM开关(Three-terminal Offline PWM Swtich)的英文缩写，产品一经问世便显示出强大的生命力，它极大地简化150W以下开关电
13、源的设计，使电路大为简化，体积进一步缩小，成本也明显降低。1.4 开关电源基本拓扑结构开关电源一般指AC/DC变换器，其核心部分是DC/DC变换器。DC/DC变换器的作用是将一种直流电压转换成另一种或几种直流电压。1.4.1 反激式变换器1).反激式变换器的电路结构如图一 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:V
14、dc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3）当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b)当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为B并没有相对的改变.当B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时
15、,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).1.4.2 正激式变换器由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单，输人输出电气隔离，电压升、降范围宽，易于多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率电源变换场合。然而，正激变换器的一个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位。采用磁复位绕组正激变换器川的优点是技术成熟可靠，磁化能量无损地回馈到直流电网中去。但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，占空比d135，关断输出级）；关断自动重启动电路（当调节失控时，立即使芯片在低占空比下工作。倘若故障已
16、排除，就自动重新启动电源恢复正常工作）；高压电流源（提供偏流用）。TOPSwitch-II系列芯片内部结构框图如图3.2所示。主要由以下几部分组成：N沟道高压MOSFET管、栅极驱动器、电压模式的PWM控制器、误差放大器、100kHz振荡器、输入欠压保护、输出过流、过热保护电路及尖峰抑制电路等。图3.2 TOPSwitch-II系列芯片内部结构框图(1)控制电压源: 控制电压VC能向并联调整器和门极驱动提供偏置电压，而控制端电压IC则能调节占空比。在C-S极间接47F的旁路电容CT，即可为门极驱动供给电流，并且由它决定自动重启动频率，同时控制环路的补偿。VC有两种工作模式，一种是滞后调节，用于
17、启动和过载两种情况，具有延迟控制作用；另一种是并联调节，用于分离误差信号与控制电路的高压电流源。则启动电路是由高压电流提供控制电流IC，以便给控制电路供电并且对CT充电。正常启动波形如图3所示。图中VD表示漏极电压。当VC首次达到5.7V时高压电流源被关断，脉宽调制器和功率MOSFET就开始工作。此后，IC改由反馈电路提供。ZC与外部阻容元件共同决定控制环路的补偿特性。自动重启动电路中的比较器具有滞后特性，它通过控制高压电流源的通断使VC在4.75.7V范围内。(2)带隙基准电压源:带隙基准电压源除向内部提供各种基准电压之外，还产生一个具有温度补偿并可调整的电流源，以保证精确设定振荡器频率和门
18、极驱动电流。(3)振荡器:内部振荡电容是在设定的上、下阈值UH、UL之间周期性地线性充放电，以产生脉宽调制器所需要的锯齿波（SAW），与此同时还产生最大占空比信号(Dmax)和时钟信号(CLOCK)。为减小电磁干扰，提高电源效率，振荡频率（即开关频率）设计为100kHz，脉冲波形的占空比设定为D。 (4)放大器:误差放大器的增益由控制端的动态阻抗Zc来设定。Zc的变化范围是1020，典型值为15。误差放大器将反馈电压UF与5.7V基准电压进行比较后，输出误差电流IF，在RFB上形成误差电压UFB。(5)脉宽调制器（PWM）: 通过改变控制端电流IC的大小，能连续调节脉冲占空比，实现脉宽调制（P
19、WM）。D与IC呈线性关系。其曲线见图4。在IC=2-6mA范围内，D与IC呈反比关系。从图可知，脉宽调制器的增益K=-16%/mA。 误差电压Vr经由RA，CA组成的截止频率为7kHz低通滤波器，滤掉开关电压噪声之后，加至PWM比较器的同相输入端，再与锯齿波电压VJ进行比较，产生脉宽调制信号VPWM。总之，TOPSwitch-属于电流控制型开关电源，控制端电压VC用来掉供偏压，控制端电流IC则调节占空比。它采用开关频率固定而占空比可调的工作方式，主要信号流程如下：另外其内部结构图2内还有门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、关断/自动重启动电路、高压电流源等。第一、改变控制端电流Ic
20、的大小，即可调节占空比D，实现脉宽调制。第二、误差电压UFB经由RA、CA组成截止频率为7kHz的低通滤波器，滤掉开关噪声电压之后，加至PWM比较器的同相输入端，再与锯齿波电压UJ进行比较，产生脉宽调制信号。(6)门驱动级和输出级:门驱动级（F）用于驱动功率开关管(MOSFET)，使之按一定速率导通，从而将共模电磁干扰减至最小。漏源导通电阻与产品型号和芯片结温有关。MOSFET管的漏源击穿电压U(bo)ds700V。(7)过流保护电路:过流比较器的反相输入端接阈值电压ULIMIT，同相输入端接MOSFET管的漏极。此外，芯片还具有初始输入电流限制功能。刚通电时可将整流后的直流限制在0.6A或0
21、.75A。(8)过热保护电路:当芯片结温TJ135时，过热保护电路就输出高电平，将触发器置位，Q=1，关断输出级。此时进入滞后调节模式，Uc端波形也变成幅度为4.7V5.7V的锯齿波。若要重新起动电路，需断电后再接通电源开关；或者将控制端电压降至3.3V以下，达到Uc(reset)值，再利用上电复位电路将触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。(9)关断/自起动电路:一旦调节失控，关断/自动重起动电路立即使芯片在5占空比下工作，同时切断从外部流入C端的电流，Uc再次进入滞后调节模式。倘若故障己排除，Uc又回到并联调节模式，自动重新起动电源恢复正常工作。自动重起动的频率为1.2Hz。(10)高压
22、电流源:在起动或滞后调节模式下，高压电流源经过电子开关给内部电路提供偏置，并且对Ct进行充电。电源正常工作时电子开关改接内部电源，将高压电流源关断。当TOP开关起动操作时，在控制端环路振荡电路的控制下，漏极端有电流流入芯片，提供开环输入。该输入通过旁路调整器、误差放大器时，由控制端进行闭环调整，改变IF，经由PWM控制MOSFET的输出占空比，最后达到动态平衡。举例说明，当输出电压UO时，经过光耦反馈电路使得ICDUO,最终使UO不变。2.2 基于TOP222Y芯片小功率反激式开关电源的设计由于TOPSwitch芯片集成度高，设计工作主要为输人EMI滤波、钳位保护、输出整流滤波及反馈等外围电路
23、的设计。该电源电路拓扑为单端反激式，220V市电经电源噪声滤波器EMI后再通过桥式整流器直接整流。电源滤波器的作用一方面是滤除由电网传来的杂波电压，净化输入电源，另一方面也阻止高频开关电源的振荡电压窜入电网，干扰其它电器，这样不仅降低了电源本身的抗干扰能力，影响其工作稳定性，而且也造成对公共电网的污染。市电经整流和电容滤波后，变成308V的直流电压供给TOPSwitchII器件，TOPSwitchII构成DC/DC变换器，它将输入的直流高压变成脉宽可调的高频脉冲电压，经高频变压器降压后再进行半波整流和滤波，变成所需要的直流电压输出。电路的工作频率为100kHz，振荡元件已固化在器件内部，高频变
24、压器的次级有3个绕组，其中的5V/2A绕组N3控制TOPSwitchII器件的脉宽，即这一组输出电压为PWM稳压，由并联可编程稳压器TL431和光电耦合器PC817A及分压电阻R203、R205完成取样反馈工作。之所以选择这一绕组进行脉宽控制，是因为它的输出电压低电流大，更能体现出开关电源的优越性。为了实现对光耦的隔离供电，变压器单设了一个辅助绕组N2。反馈回路由外部误差放大器TL431加精密光耦PC817A构成。电路利用流过光耦PC817A呈线性关系变化电流来控制TOPSwitch的IC，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。流人TOPSwitch控制脚C的电流IC与占空比D成反比关系
25、第三章 各电路模块的设计 3.1 EMI滤波器 EMI滤波器能有效抑制电网噪声，提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性，可广泛用于电子测量仪器、计算机机房设备、开关电源、测控系统等领域。如下图所示。 电磁干扰滤波器的基本电路如图所示。该五端器件有两个输入端、两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路中包括共模扼流圈（ 亦称共模电感）L,滤波电容C1-C4, 对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同， 经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流
26、通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。L的电感量与EMI滤波器的额定电流I 有关，参见表1 。需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。C1和C2采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01UF-0.47UF，主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在输入端， 仍选用陶瓷电容，容量范围是2200PF-0.1UF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1UF,并且电容器中点应与大地接通。C1,C4的耐压值均为 630VDC或250VAC。输入滤波电容C1的值可根
27、据输出功率按照1 uF/W来取值，并考虑余量后可采用22 uF/250V的电解电容。由D200和D201构成的钳位电路可防止高压对TOP222Y的损坏，D200采用P6KE150型瞬态电压抑制器(TVS)，其钳位电压为150V，钳位时间仅1ns，峰值功率是5W。D201需采用UF4005型1A/600V的超快恢复二极管（FRD），其反向恢复时间trr=30ns。输出整流滤波电路由整流二极管、滤波电容和滤波电感构成。整流二极管选用MUR320，其反向电压值VR=200 V，工作电流Ip=3A。其最高反向工作电压大于实际承受的最大反向峰值电压。滤波电容选择细高型的120 uF/35 V低ESR电容
28、。输出滤波电感采用3.3u H 的穿心电感，又叫磁珠电感。其外形呈管状，引线穿心而过，其直流电阻非常小，一般为0.0050.01 ，能主动抑制开关噪声的产生。为减少共模干扰，在输出的地与高压侧的地之间接有共模抑制电容C214。3.2 输入整流桥的选择 整流桥一般用在全波整流电路中，它又分为全桥与半桥。 全桥是由4只整流二极管按桥式全波整流电路的形式连接并封装为一体构成的。 全桥的正向电流有0.5A、1A、1.5A、2A、2.5A、3A、5A、10A、20A、35A、50A等多种规格，耐压值（最高反向电压）有25V、50V、100V、200V、300V、400V、500V、600V、800V、1
29、000V等多种规格。 整流桥作为一种功率元器件，非常广泛。应用于各种电源设备。 图 整流滤波电压及整流电流的波形3.2.1 整流桥导通时间及选通特性 50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压u1，再通过输入滤波电容得到直流高压U1。在理想情况下，整流桥的导通角本应为180(导通范围是从0180)，但由于滤波电容器C的作用，仅在接近交流峰值电压处的很短时间内，才有输入电流流经过整流桥对C充电。50Hz交流电的半周期为10ms，整流桥的导通时间tC3ms，其导通角仅为54(导通范围是3690)。因此，整流桥实际通过的是窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原理如图1(a)所示，整流滤波电压及整流电流
30、的波形分别如图l(b)和(c)所示。3.2.2 整流桥的参数选择 隔离式开关电源一般采用由整流管构成的整流桥，亦可直接选用成品整流桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，它是将四只硅整流管接成桥路形式，再用塑料封装而成的半导体器件。它具有体积小、使用方便、各整流管的参数一致性好等优点，可广泛用于开关电源的整流电路。硅整流桥有4个引出端，其中交流输入端、直流输出端各两个。 硅整流桥的最大整流电流平均值分0540A等多种规格，最高反向工作电压有501000V等多种规格。小功率硅整流桥可直接焊在印刷板上，大、中功率硅整流桥则要用螺钉固定，并且需安装合适的散热器。 整流桥的主要参数有反向峰值电压
31、URM(V)，正向压降UF(V)，平均整流电流Id(A)，正向峰值浪涌电流IFSM(A)，最大反向漏电流IR(A)。整流桥的反向击穿电压URR应满足下式要求： 设输入有效值电流为IRMS，整流桥额定的有效值电流为IBR，应当使IBR2IRMS。计算IRMS的公式如下： 式中，PO为开关电源的输出功率，为电源效率，umin为交流输入电压的最小值，cos为开关电源的功率因数，允许cos=0507。由于整流桥实际通过的不是正弦波电流，而是窄脉冲电流(参见图1)，因此整流桥的平均整流电流IdIRMS，一般可按Id=(0607)IRMS来计算IAVG值。总结：1、整流桥的上述特性可等效成对应于输入电压频
32、率的占空比大约为30。2、整流二极管的一次导通过程，可视为一个“选通脉冲”，其脉冲重复频率就等于交流电网的频率(50Hz)。3、为降低开关电源中500kHz以下的传导噪声，有时用两只普通硅整流管(例如1N4007)与两只快恢复二极管(如FR106)组成整流桥，FRl06的反向恢复时间trr250ns。3.3 高频变压器的设计高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率H 有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性(EMC)。为此，一个高效率的高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组的分布电容及各绕组间的耦合电容小等
33、条件。 开关电源中变压器的功能是把输入的高频高电压转变为所需要的高频低电压。所以实际工作情况与线性稳压电源中的电源变压器差别很大。线性稳压电源中变压器输入的是正弦交流电，而开关变压器的初级是开关电源的一部分，工作在直流高频斩波状态下进行。这也是设计开关变压器的基本出发点。3.3.1 变压器的分类按线圈之间耦合材料分：空芯变压器、磁芯变压器、铁芯变压器。按工作频率分：高频变压器、中频变压器、低频变压器、脉冲变压器。3.3.2 高频变压器的工作原理在一次绕组上外施一变流电压U1便有I0流入，因而在铁心中激励一交流磁通，磁通同时也与二次绕组匝链。由于磁通的交变作用在二次绕组中便感应出电势ez。根据电
34、磁感应定律可知，绕组的感应电势正比于安的匝数。因此只要改变二次绕组的匝数，便能改变电势ez的数值，如果二项绕组接上用电设备，二次绕组便有电压输出，这就是变压器的工作原理设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小、铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。3.3.3 开关电源高频变压器的参
35、数计算高频变压器的设计通常采用两种方法：第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AWAe，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。在单端反激式开关电源中，高频开关变压器既是储能元件又是传递能量的主体，设计难度较大，是一个十分关键的环节。设计的主要参数包括变压器变比n，初、次级绕组匝数NP、NS 和反馈绕组匝数NF 等。（1）选择恰当的磁芯与骨架由于该电源的输出功率较为60W，高频变压器的漏感应尽量小，一般应选用能够满足132kHz 开关频率的锰锌铁氧体，为便于绕制，磁芯形状可选用EI 或EE 型
36、，变压器的初、次级绕组应相间绕制。参考其他同类型相关的实验数据资料，本设计就选用R2KDP 锰锌铁氧体材料制成的EE22 型铁氧体磁芯，R2KDP 属于高频低功耗电源铁氧体材料。当开关电源的额定输出功率PO=20W 时，设开关电源的效率H 达到85%90%，则高频变压器的额定输入功率PI=PO/H= 20W/（85%90%）= 18W。（2）初级感应电压UOR 的计算关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级。初级感应电压UOR 是开关管断开期间初级感应到的电压值。UDCImin=110V，则由公式如下计算：UOR=UDCIminton / toff =UDCIminDmax/(1-D
37、max) 计算得到：UOR=380V。（3）确定变压器各绕组匝数 1）变压器变比的计算 当TOP224Y 中的MOSFET 关断时，储存在变压器初级中的能量开始向次级传递，次级两路绕组的电压US1、US2 可表示为：US = UDCIminton / toffNS/NP 公式（3.6）变压器次级电压与输出电压的关系为：US1=UO+UL+UF=12+0.3+0.4=12.7V；其中变压器次级绕组压降UL 为0.3V，输出整流共阴极肖特基对管VD2、VD3 压降UF 为0.4V。变压器的变比n 可表示为：n=NS/NP= NS /(UDCIminton/toff)=US1/UOR 公式（3.7）
38、计算得n=0.093、2）变压器初级、次级及反馈绕组匝数的计算根据单端反激式变压器的工作磁通密度及法拉第电磁感应定律 = -NdB/dtS，另外参考同类型相应实验数据资料，可得到初级线圈匝数NP、次级线圈匝数NS，即NP =43 匝，3）反馈绕组匝数的计算公式为：NB=NP(UB+UF)/ UOR 公式（3.8）将NB =12V，UF =0.7V 带入得NB = 4 匝。3.3.4 高频变压器的绕制1.初级绕组必须绕在最里层。其优点之一是能缩短每匝导线的长度，减小初级绕组的分布电容；优点之二是初级绕组能被其他绕组所屏蔽，可降低初级绕组对相邻元件的电噪声。2.初级绕组的起始端应接到TOPSwit
39、ch的漏极端，利用初级绕组的其余部分和其 它绕组将它屏蔽，减小从初级耦合到其他地方的电磁干扰。初级绕组最好设计成两层或两层以下以降低初级分布电容和漏感。在初级各层之间加一绝缘层，能将分布电容减小到原来的1/4左右。漏电感会导致MOSFET关断时产生感应电压。为减小变压器的漏感，可采用三明治绕法把副边夹在原边的中间，或在原边层与层之间加上胶布。另外变压器绕组的顶部互相之间应同轴，以便使耦合最强，减小漏电感。3.反馈绕组的最佳位置取决于开关电源采用初级调整方案还是次级调整方案。采用前者时应将反馈绕组置于初、次级绕组之间，这样能对初级回路元件上的电磁干扰起到屏蔽作用。采用后者时需把反馈绕组绕在最外层
40、，此时反馈绕组与次级绕组的祸合最强，对输出电压的变化反应得更灵敏，能提高调整度；另外还能减小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以及反馈输出的峰值充电效应，也有助于提高稳压性能。4.绕制多路输出的次级绕组时，输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数较少，每匝之间可使适当留出间隙，或采用多股并绕的方式使绕组能充满整个骨架。3.3.5 高频变压器绕制的注意事项 高频变压器的结构如图 所示，NP、NS、NF 分别代表初级、次级和反馈级的绕组，110为骨架的引出端。反激式开关电源变压器绕制示意图（1） 初级绕组必须绕在最里层。其优点之一是能缩短每匝导线的长度，减小初级绕组的分布电容；优点之二是
41、初级绕组能被其他绕组所屏蔽，可降低初级绕组对相邻元件的电噪声。另外初级绕组的起始端应接到的漏极端，利用初级绕组的其余部分和其他绕组将它屏蔽，减小从初级耦合到其他地方的电磁干扰。初级绕组最好设计成两层或两层以下以降低初级分布电容和漏感。在初级各层之间加一绝缘层，能将分布电容减小到原来的1/4 左右。漏电感会导致MOSFET 关断时产生感应电压。为减小变压器的漏感，可采用三明治绕法把副边夹在原边的中间，或在原边层与层之间加上胶布。另外变压器绕组的顶部互柑之间应同轴，以便使耦合最强，减小漏电感。（2） 反馈绕组的最佳位置取决于开关电源采用初级调整方案还是次级调整方案。采用前者时应将反馈绕组置于初、次
42、级绕组之间，这样能对初级回路元件上的电磁干扰起到屏蔽作用。采用后者时需把反馈绕组绕在最外层，此时反馈绕组与次级绕组的耦合最强，对输出电压的变化反应得更灵敏，能提高调整度。另外还能减小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以及反馈输出的峰值充电效应，也有助于提高稳压性能。（3） 绕制多路次级绕组时，输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数较少，每匝之间可使适当留出间隙，或采用多股并绕的方式使绕组能充满整个骨架。（4） 在初、次级之间增加屏蔽层，可减小初、次级之间共模干抚的容性耦合。在初、次级之间绕一层漆包线，其中一端接UDCI；另一端悬空并且用绝缘带绝缘，置于高频变压器内部不引出来。3.3
43、.6 单片开关电源高频变压器的设计要点 1 降低高频变压器损耗（1）直流损耗：高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，尽量选择较粗的导线并取电流密度J=410A/mm2。（2）交流损耗：高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2 倍。3.3.7 减小高频变压器的漏感 在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。减小漏感时可采取以下措施：（1）减小初级绕组的匝数；（2）增大绕组的宽度（例如选EE 型磁芯，以增加骨架宽度）；（3）增加绕组的高、宽比；（4）减小
