开关电源电路设计汇总.doc

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1、第7章 开关电源电路设计7-1 正激式开关电源的设计7.1.1 技术指标技术指标见表7-1所示。表7-1 正激式开关电源技术指标项 目参 数输入电压单相交流100V输入电压变动范围85Vac132Vac输入频率50Hz/60Hz输出电压UO=5V输出电压变动范围4.5V5.5V输出电流IO=20A7.1.2 工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。另外，还要注意变压器绕组的匝数。因此，这里基本

2、工作频率选200kHz，则=5s式中，为周期，为基本工作频率。7.1.3 最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，选为40%45%较为适宜。最大导通时间为= （7-1）是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件的、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选=42%。由式（7-1），则有=5s0.42=2.1s正向激励开关电源的主回路结构如图7-1所示。图7-1 正向激励开关电源的主回路结构7.1.4 变压器次级输出电压的计算如图7-2所示，次级电压与电压+的关系可以这样理解：脉冲电压与包围的矩形“等积变形”为整个周期的矩形，则矩形的“纵向的高

3、”就是电压平均值+，即 （7-2）式中，是包含输出扼流圈的次级绕组接线压降，是输出二极管的导通压降。由此可见，图7-2所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，加在负载上的电压更小。图7-2 “等积变形”示意图根据式（7-2），次级最低输出电压为= （7-3）若上式中，=0.2V，=0.5V（假设采用肖特基二极管），于是14.8V7.1.5 变压器次级输出电压的计算直流电压的最小值采用由输入回路计算的电压值。此例中，根据交流输入电压的变动范围85V132V，取整流系数1.17，则=100V155V，=100V，则有=6.76 （7-4）7.1.6 变压器次级输出电压的计算变压器初级绕组的匝数与

4、最大工作磁通密度（高斯）之间的关系为= （7-5）式中，为磁芯的有效截面积（mm2）。输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28。它的有效截面积=85mm2，磁芯材料相当于TDK的H7C4，最大工作磁通密度可由图7-3查出。图7-3 H7C4 材料磁芯的B-H特性实际使用时，磁芯温度约为100，需要确保为线性范围，因此在3000高斯以下，但正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁。剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。此处，工作频率为200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即在为1000高斯3000高斯之间。变压器次级有与式（7-5）一

5、样类似的表达式，故次级匝数为=1.83匝 （7-6）取整数2匝。则变压器初级匝数为=26.76=13.5匝取整数14匝。当变压器绕组匝数=14匝，=2匝时，则匝比=7。由式（7-4）计算变压器次级电压达不到要求，需要重新确定。根据式（7-3），得=2.09s （7-7）根据式（7-1），得=41.8%开始假定为42%，但重新计算结果为41.8%，因此在40%45%所要求的范围内，以下采用41.8%，即=2.09s进行计算。7.1.7 变压器次级输出电压的计算1计算扼流圈的电感量流经输出扼流圈的电流如图7-4所示，则为= （7-8）式中，为输出扼流圈的电感（H）。图7-4 扼流圈中的电流波形这里

6、选为输出电流（=20A）的10%30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。因此，按为的20%进行计算。=0.2=200.2=4A由式（7-8），求得=4.6H如此，采用电感量为4.6H，流过平均电流为20A的扼流圈。若把变压器次级绕组的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-5所示。在期间，为幅度14.8V的正脉冲，VD1导通，扼流圈电流线性上升，电感励磁，磁通量增大；在期间，为零，VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。图7-5 次级输出电压与电流波形2计算输出电容的电容量输出电容大小主

7、要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压由以及输出电容的等效串联电阻ESR ESR，是Equivalent Series Resistance三个单词的缩写，翻译过来就是“等效串联电阻”。ESR的出现导致电容的行为背离了原始的定义。ESR是等效“串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之。确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%0.5%。=1525mV （7-9）又=ESR （7-10）由式（7-10），求得ESR=3.756.25m即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25m以下的电容。适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200F/10V的电容，其E

8、SR值为31m，可选6个这样的电容并联。另外，需要注意低温时ESR值变大。流经电容的纹波电流为=1.16A （7-11）因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。7.1.8 恢复电路设计1计算恢复绕组的匝数恢复电路如图7-6所示。VT1导通期间变压器T1的磁通增大，T1蓄积能量；VT1截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。图7-6 恢复电路（VT1截止时）图7-6（a）的电路中T1上绕有恢复绕组，因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器

9、中的能量通过VD4反馈到输入侧（暂存）。由于VT1截止期间恢复用绕组两端的自感电压限制为输入电压的数值，惟其如此，VD4才能导通把磁场能转化为电场能反馈到输入侧。因此，这时变压器初级绕组感应电压为= （7-12）的极性为上负下正。若主开关元件的耐压为500V，使用率为80%，即400V。400-155=245V由式（7-12），求得=8.9匝取整数9匝。2计算RCD恢复电路的电阻与电容VT1导通期间储存在T1中的能量为= （7-13）式中，为初级绕组的电感量。VT1截止期间，变压器初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在上以热量形式消耗掉。中消耗的热量为= （7-14）式中，为初级感应

10、电压。因为=，联立式（7-13）、（7-14），整理得= （7-15）因为输入电压最高时，开关管导通时间最短，把上式中的换成，换成，那么，加在VT1上的电压峰值为=+= （7-16）由此，求得阻值为= （7-17）当输入电压时，为=2.091.35s式（7-17）中有初级绕组的电感量是未知数，下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI-28，H7C4的A1-Value值为5950，则A1-Value= （7-18）由式（7-18），求得为=5950=59501.16mH因此，由式（7-17），求得为=16k时间常数比周期要大的多，一般取10倍左右，则=10=103.13F3计算主绕

11、组感应电压把=155，=1.35s代入式（7-15），得=245V7.1.9 MOSFET的选用1MOSFET的电压峰值根据式（7-17），计算VT1上的电压峰值为=155400V实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如图7-7所示。 图7-7 加在主开关元件上的电压波形 图7-8 主开关元件上的电压与电流波形1MOSFET的电流及功耗根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值为=202.86A则=0.9=2.860.92.57A =1.1=2.861.13.14A、分别是开关管导通前沿与导通后沿峰值电流。VT1的电压和电流波形如图7-8所示，VT1的总功

12、耗为=（7-19）式中，是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。采用功率MOSFET计算功耗时应注意：（1）PN结温度越高，导通电阻越大，超过100时，一般为产品手册中给出值的1.52倍。（2）功率MOSFET功耗中，由于占的比例比较高，必要时加宽进行计算。即在时，采用条件，或者时，采用条件进行计算。另外，在期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。因为=2.09s，采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，采用下降时间。取=0.05s，=0.12s，则=2.09-0.05-0.12=1.92s由式（7-19），求得为=7.3W结温控制在120，环境温度最高为50时，需要的

13、散热器的热阻为=8.59/W（7-20）由此，需要8.59/W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决定散热器的大小。散热器大小与温升一例如图7-9所示。图7-9 功耗与温升的关系7.1.10 恢复二极管的选用恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。1VD3的反向耐压在期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。当输入电压最大时，VD3反偏电压=155V。2VD4的反向耐压在期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，VD4反偏电压为=155254.6V （7-21）7.1.11 输出二

14、极管的选用输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。这是因为MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。1整流二极管的反向耐压在期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组感应电压=245V；次级电压加在整流二极管VD1的两端，因此，VD1的反向电压为=245=35V （7-22）实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。2续流二极管的反向耐压在期间VD1导通，加在续流二极管VD2上的反向电压与变压器次级绕组电压的最大值相同，即=15522.1V （7-23）实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。加在VD1、V

15、D2导通上的电压波形如图7-10所示。（a）整流二极管VD1两端的电压波形 （b）续流二极管VD1两端的电压波形图7-10 输出二极管电压波形整流二极管VD1的功耗为= （7-24）续流二极管VD2的功耗为= （7-25）式中，为反向电流，为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如图7-11所示。（a）整流二极管VD1两端的电压波形 （b）续流二极管VD1两端的电压波形图7-11 负载时输出二极管电压波形3恢复二极管的反向耐压当开关管导通时，恢复二极管VD3截止，加在其两端的反向电压为=155288V （7-26）该电压是输出最高电源电压与恢复绕组感应电

16、压之和。7.1.12 吸收电路参数的设计为降低主开关元件与输出二极管两端产生的浪涌电压，需要设置浪涌电压吸收电路。如果吸收电路中电容量大，则浪涌电压就小，但功耗也大。因此，需要选用最佳电容和电阻。另外，阻容电路接入时要尽量靠近主开关元件与输出二极管，元件引线包括接线要尽量地短。安装时，输出二极管的吸收电路的元件参数用试探法确定，这比设计时确定参数效果要好。主开关元件的吸收电路也是一样，下面给出参数选择的计算实例。图7-12 吸收等效电路与曲线采用图7-12所示的等效电路与曲线。首先，确定横坐标轴与纵坐标轴。（1）纵坐标轴：=2.58（2）横坐标轴：式中，为变压器的漏感，为从变压器初级侧看的负载

17、电阻，是MOSFET产品手册中给出的下降时间。=54式中，是初级绕组电流有效值。=202.86A设为24H，则=3.7由纵坐标轴的2.58与横坐标轴3.7的交点求得参数3.2。则主开关元件吸收电路中的电阻与电容分别为=543.2173=1863pF7.1.13 变压器参数的计算设计变压器时应注意以下几点：（1）输入电压最大或主开关元件导通时间最长（占空比在0.5以下）时，磁通不能饱和；（2）初、次绕组之间耦合良好，漏感应小；（3）应符合各种安全规格，有必要的绝缘和足够的耐压；（4）对于高频工作的变压器，因为趋肤效应导线电阻增大，因此需要减小电流密度。频率与电阻的关系如图7-13所示。图7-13

18、 铜导线的趋肤效应通常工作时，最大磁通密度由变压器的次级绕组决定，次级绕组为= （7-27）式中，在输入最高电压时出现。采用的磁芯材料相当于铁氧体磁芯H7C4，一般为3000高斯以下。次级绕组最高电压为=15522.1由式（7-27），求得=1.8匝取=2匝。根据式（7-6），通常工作时的磁通密度要小得多，为=1830高斯由前面计算初级绕组电流平均值=2.86mA，因此其电流有效值为 该公式的推导过程复杂，在此从略。=2.861.85A （7-28）次级绕组的电流有效值为=1.85=12.95A或=2012.93A恢复绕组的电流平均值为=2.861.84A其有效值为=1.84A1.57A初级绕

19、组使用铜线为0.62，电流密度为3.27A/mm2（=）；次级绕组使用铜条为0.39，电流密度为4.8A/mm2；恢复绕组使用铜线为0.62，电流密度为2.78A/mm2。阅读资料：电流密度变压器绕组用漆包线的线径需要仔细斟酌。如果绕组用漆包线太细，则电阻过大，热耗较大。因此，漆包线的粗细指标由其电流密度决定。电流密度为单位面积允许通过的电流（Amm2），=，式中为电流有效值，为漆包线的截面积。由变压器的允许温度、磁芯温度特性以及所使用的绝缘材料的最高使用温度决定。变压器的环境温度是气温加上内部上升的温度，但要准确计算出内部上升的温度是比较困难的，电流密度（或绕组损耗）与变压器温度上升之间关系

20、是比较复杂的，自然风冷与强迫风冷有很大不同。自然风冷时选为24A/mm2，强迫风冷时选为35A/mm2较适宜。根据工程设计经验，一般来说变压器较小时选用较大电流密度，而较大时选用较小的电流密度。7.1.14 输出扼流圈的计算输出扼流圈用磁芯有EI（EE）磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。设计时注意事项与变压器一样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。使用的磁芯也与变压器一样，采用EI-28，电感量在4.6H以上。因为流经线圈中的电流为20A，所以，使用0.5mm9mm的铜条，电流密度为4.44A/mm2采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。H7C4材料磁芯的间隙与A1Value之间的关系如图7-14所

21、示。=A1-Value （7-29）由式（7-29），需要的A1Value值为A1-Value=127查看图7-14所示曲线A1-Value值，可得间隙为1.4mm。最大磁通密度为=（A1-Value）10=127101793高斯磁芯的最大磁通密度与变压器一样，需要在3000高斯以下。图7-14 间隙与A1-Value之间的关系正激式开关电源设计参数一览见表7-2。表7-2 正激式开关电源设计参数一览项 目参 数工作频率f200kHz占空比DminUImax=155V TONmin=1.35s D=27.0%DmaxUImin=100V TONmax=2.09s D=41.8%输出功率PO10

22、0W变压器初级绕组匝数N1电感量电流平均值Ids电流有效值I1rms绕组结构电流密度14匝1.16mH2.86A1.85A0.623.27A/mm2次级绕组匝数电感量电流平均值IO电流有效值I2rms绕组结构电流密度2匝2012.95A0.394.8A/mm2恢复绕组匝数电感量电流平均值电流有效值绕组结构电流密度9匝1.84A1.57A0.622.78A/mm2磁芯型号有效截面积S剩磁通密度Bm最大磁通密度BmEI-2885mm21000高斯3000高斯开关管漏-源极最高电压Udsp功率损耗PQ1热阻Rfa400V7.3W8.59/W输出滤波电感匝数导线电感量电流电流密度磁通密度Bm6匝0.5

23、mm9mm4.6H20A4.4A/mm21793整流二极管VD1反向电压Urd135V续流二极管VD2最大反向电压Urd222.1V恢复二极管VD3最大反向电压Urd3155V恢复二极管VD4最大反向电压Urd4254.6V7-2 自激式开关电源的设计7.2.1 自激式开关电源的电路结构1自激式开关电源概述如图7-15（a）所示为自激式开关电源的基本电路，也称RCC电路，即阻尼振荡变换器。广泛应用于50W以下的开关电源中。它不需要自励式振荡电路，结构简单，由输入电压与输出电流改变工作频率。（a）基本电路 （b）电压与电流图7-15 自激式开关电源波形电压和电路波形如图（b）所示。VT导通（）期

24、间，变压器T初级绕组从输入侧蓄积能量，在VT截止（）期间，变压器T蓄积的能量释放给负载。结束时，变压器初级绕组感应电动势自由振荡返回到零。VT基极连接的辅助绕组也称正反馈绕组，因变压器互感产生正反馈信号控制VT的通断，即所谓自激振荡。图7-16所示为自激式开关电源的分时等效电路，、分别为初、次级绕组的电感。图（a）期间开关管VT导通，初级绕组两端所加电压为，次级侧滤波电容放电、电压降低，供给负载输出电流。这期间，变压器初级绕组从直流电源吸收能量、电感励磁；整流二极管VD中无电流，故变压器初、次级绕组无相互作用。图（b）期间开关管VT截止，T初级绕组没有电流，故图中未画出。这期间，初级绕组吸收的

25、能量耦合到次级侧，整流二极管VD导通，一边给电容充电、电压升高，一边给负载供电，变压器初级绕组释能、电感消磁。（a）期间（b）期间 图7-16 自激式开关电源等效电路2自激式开关电源的计算公式从转到瞬间，初、次级侧绕组的“安匝相等”原理仍然成立，因此，若变压器初级侧的能量全部传递给次级侧，则 （7-30）式中，、初、次级绕组的峰值电流。设匝比为= （7-31）式中，、为开关变压器初次级绕组匝数。一般来说，要远远大于。又=式中，、为变压器初、次级绕组的电感量。则，初、次级绕组的电感量之比与绕组匝数平方成正比，即 （7-32）传递给次级侧的能量变为输出功率。设变压器输出功率为，则= （7-33）式

26、中，是变压器转换效率，为开关频率。 （7-34）式中，是整流二极管导通压降，是线路压降。（1）初级电流峰值计算公式从变压器初级侧，电源输入功率可表示为 （7-35）式中，是变压器初级电流平均值。从变压器次级侧，电源输出功率可表示为 （7-36）初级绕组三角波电流平均值与峰值的关系为 （7-37）联立式（7-35）（7-37），得= （7-38）式中，占空比，它是自激式开关电源设计决定特性的重要参数。（2）初、次级匝比计算公式把式（3-7）变形，得 （7-39）代入式（7-38），整理得= （7-40）（3）初级电感计算公式开关管导通时，输入电压加在变压器初级两端，在期间励磁，励磁电流在结束时达

27、到峰值，则变压器初级电感量为 （7-41）把式（7-41）变形为，代入式（7-38），整理得 （7-42）当多路输出时，如图7-17所示，输出功率为=+ （7-43）图7-17 多路输出电路3开关管的电压、电流与占空比的关系开关管的集电极电流就是，因此，根据式（7-35）可知 （7-44）式（7-44）表明，开关管的集电极电流与成反比。由第3章式（3-8）可知，在期间，开关管集电极与发射极之间所加电压为= （7-45）式（7-45）表明，开关管集电极与发射极之间所加电压与成反比。如图7-18所示，改变时，与相对值的改变。较大时，较小，但较高，因此，务必选用高耐压开关管。较小时，也较低，但较大。

28、当=0.5时，和都比较合适。工程经验一般是在电压最低时选0.30.5进行参数设计。图7-18所示为开关管集电极与发射极之间的电压波形。图7-18 VT电流和电压与D之间的关系 图7-18 VT集电极与发射极间电压UCE阅读资料：三角波电流峰值与平均值如图7-19所示为自激式开关电源初、次级绕组周期性三角波电流示意图，其初级电流峰值和平均值之间有其内在的数量关系。设电流的时间函数为式中，。那么，有=0时 =时于是，可以表示为。因此，峰值为的三角波电流平均值为= （7-46）式中，。初级电流峰值和平均值之间的关系可以这样理解：电流峰值与包围的三角形“等积变形”整个周期的矩形，则矩形的纵向的高就是平

29、均值。那么，如图7-19所示红色大三角的面积等于小三角与矩形面积之和，灰色梯形是公共面积。图7-19 初次级电流峰值与平均值次级电流峰值和平均值之间也有类似的关系，但次级绕组电流过程时间为，故，需要把公式中的换成，即=。7.2.2 技术指标技术指标见表7-3所示。表7-3 自激式开关电源技术指标项 目参 数说 明输入电压单相交流100V说明输入电压变动范围85Vac132Vac输入频率50Hz/60Hz输出电压UO1=5V3A次级绕组1UO2=12V0.4A次级绕组2输出功率19.8W变压器效率=95%7.2.3 占空比与工作频率的选定此处选定占空比=0.5，最低工作频率为25kHz。自激式开

30、关电源工作频率太低时噪音较大，频率较高时开关损耗增大，但可是变压器、电容等小型化。7.2.4 输入直流电压的计算的计算方法同正激式开关电源一样。交流输入电压为85Vac132Vac，如整流系数取1.17，则100V155V7.2.5 变压器次级电流峰值、匝比以及初级电感和的计算当输入电压最低，而输出电流以过电流设定点的电流，即的1.2倍进行计算。对于自激式开关电源，这时最大，而最低。1变压器次级电流峰值设变压器效率=0.95，次级绕组1输出二极管导通电压=0.55V，线路压降=0.35V。由=5V，计算次级绕组1输出电压为=+=5+0.55+0.35=5.9V同理，计算次级绕组2输出电压为=+

31、=12+0.9+0.1=13V式中，=0.9V，=0.1V。输出为5V的过电流设定点时的输出电流为1.2，则变压器输出功率为=1.2+=5.931.2+130.4=26.4W根据式（7-38），得=1.11A式中，=40s，=0.540=20s。2变压器的匝比根据式（7-39），得=173初级电感根据式（7-41），得=1001.8mH7.2.6 磁芯的选用以及匝数、和的确定根据变压器参数选用合适的磁芯，如果不合适，再重新选用，反复多次直到合适为止。这里还选用TDK的EEC28L磁芯，其磁芯与截面积如图7-20所示。图7-20 磁芯与截面积的尺寸变压器次级绕组1的匝数为式中，为磁芯最大磁通密度

32、（3000高斯），为磁芯的有效截面积（mm2）。代入有关参数，得4.8匝选=5匝。则初级绕组的匝数为=517=85匝同理，次级绕组2的匝数为=511匝7.2.7 变压器的设计1变压器绕组中的电流（1）初级绕组的电流当输入电压最低，而输出电流和最大时，变压器各绕组的电流为最大。此时，输出功率为=+=5.93+130.4=22.9W根据式（7-35），得=0.96A电流波形如图7-21所示，则的有效值为=0.960.40A（2）次级绕组1的电流根据输出电流平均值，采用下式求得次级绕组1的电流峰值为=3=12A次级绕组1中的电流有效值为=4.9A（3）次级绕组2的电流根据输出电流平均值，采用下式求得

33、次级绕组2的电流峰值为=0.4=1.6A次级绕组2的电流有效值为=0.65A在图7-21所示电流波形中，虚线代表电流的平均值。初、次级绕组的电流平均值分别由公式和求解。图7-21 变压器绕组中的电流阅读资料：三角波电流峰值与有效值有效值也称均方根值或称方均根值，它的计算方法是先平方、然后在一个周期内积分、除以、然后再开方；符号为rms。比如，幅度为100V而占空比为0.5的方波信号，如果按平均值计算，它的电压只有50V，而按方均根值计算则有V。这是为什么呢？举一个例子：有一组100伏的电池组，每次供电10分钟之后停10分钟，也就是说占空比为一半。如果这组电池带动的是10电阻，供电的10分钟产生

34、10A的电流和1000W的功率，停电时电流和功率为零。那么在20分钟的一个周期内其平均功率为500W，这相当于V的直流电向10电阻供电所产生的功率，而50V直流电压向10电阻供电只能产生的250W的功率。对于电机与变压器而言，只要均方根电流不超过额定电流，即使在一定时间内过载，也不会烧坏。如图7-22所示为自激式开关电源初级绕组周期性三角波电流示意图，其峰值和有效值之间有其内在的数量关系。前述提到，电流的时间函数为，因此，峰值为的三角波电流有效值为= （7-44）式中，。图7-22 周期性三角波电流示意图次级电流峰值和有效值之间也有类似的关系，但次级绕组电流过程时间为，故，需要把公式中的换成，

35、即=。（4）辅助绕组的电流自激电源有给开关管供电的辅助绕组，假设输入电压最低时，基极电路需要12V电压，据此求得=10.2匝选为10匝。开关管的基极电流峰值为=0.96/10=96mA式中，=10，这是因为高压开关管的电流放大系数比较小。基极电流有效值为=96mA/39mA2漆包线的规格的确定根据正激式开关电源的经验数据，这里电流密度以=4A/mm2进行设计。先计算初级绕组所用的漆包线的线径，需要的截面积为=0.1mm2截面积比计算的大的最细的漆包线内径为个0.4，截面积为0.1257mm2。初级用单股绕制，电流密度为3.2A/mm2，次级5V输出绕组用0.44，电流密度为3.33A/mm2，

36、次级12V输出绕组用0.42，电流密度为2.63A/mm2。绕组的空间根据使用的磁芯与线圈骨架进行计算，如图7-23所示。图7-23 绕组空间 图7-24 绕组截面示意图3变压器的绕制方法变压器的绕制方法漏感有较大影响，因此，绕制线圈的方法要保证初次级间耦合良好。确保初次级的绝缘是保证安全的重要措施，各国对安全规格、绝缘材料的厚度与绝缘距离都有明细的规定。这里采用图7-24所示的绕制方法。初、次级绕组采用交互重叠绕制，使磁耦合最佳。在UL（美国）和CSA（加拿大）和安全规格要求中，一般会在线圈骨架两端垫2mm厚得绝缘条，消除初次级以及3次绕组的表面的距离。为此，实际绕组空间高度24.2-222

37、0mm。初次级以及3次绕组间叠入3层绝缘条，耐压可达1250V。根据绕组空间高度，可计算各绕组绕几层。对于初级绕组，每层绕的匝数为-1=-1=42.9匝，取42匝。式中，为绕组外线径，层数为=2.02，取2层。4变压器的间隙初级绕组的电感为1.8mH，磁芯有间隙使Al-Value值减小。Al-Value的必须值为Al-Value=249（nH/）由图7-25可知，间隙为0.5mm。图7-25 Al-Value值与间隙之间的关系图7-26（a）是磁芯中间留有间隙，这对厂家依赖性较大，但在不易得到合适的Al-Value的磁芯时，必须修改适合于容易获得的磁芯Al-Value值。图7-25（b）是在磁

38、芯中间垫入绝缘材料形成间隙而获得的必要Al-Value值的方法。然而，这种方法的漏磁大，它是噪声源，因此，尽量采用图7-26（a）所示的方法。（a）中间有间隙 （b）加入垫片形成间隙图7-26 Al-Value值与间隙之间的关系7.2.8 极限工作参数匝比=17。（1）输入电压最低（=100V）当输入电压=100V，输出为5V，过流检测点时的电流为3A1.2，输出功率最大。=1.2+=5.931.2+130.4=26.4W根据式（7-40），有=1.1A根据式（7-41），有=19.8s根据式（7-42），有=39.2s因此，=25.5kHz，=50.5%。（2）输入电压最高（=155V）=+

39、=5.93+130.4=22.9W根据式（7-40），有=0.79A根据式（7-41），有=9.2s根据式（7-42），有=23.3s因此，=42.9kHz，=39.5%。自激式开关电源极限工作参数，见表7-4。表7-4 自激式开关电源极限工作参数项 目参 数匝比N1217匝初级绕组电感量L11.8mH输入电压UImin=100V输出总功率P2初级峰值电流I1P频率f开关管导通时间tON占空比D26.4W1.1A25.5kHz19.8s50.5%输入电压UImax=155V输出总功率P2初级峰值电流I1P频率f开关管导通时间tON占空比D22.9W0.79A42.9kHz23.3s39.5%7

40、.2.9 开关管的电压与电流在不考虑浪涌电压时，开关管波形如图7-18所示，但实际的波形如图7-27所示。是由于开关管从导通到截止时变压器漏磁通由初级传递到次级的能量而形成的电压。漏磁通的计算非常复杂，设计时采用下式 （7-45）由于=100V，故=50V。图7-27 开关管的波形 图7-28 恢复电路与吸收电路图7-28示出初级的恢复电路与吸收电路。恢复电路的电阻此例中取33k，但要根据工作时的波形适当进行调整，使=50。是初级回路中的电感而形成的浪涌电压，可以在开关管C-E两端并联RC吸收电路限制其电压峰值。开关管VT1集电极最高电压为=+=155+100+50+30=330V开关管VT1集电极峰值电流=1.1A。选择晶体管时，结合开关管VT1的电压、电流参数并留有余量，选择性价比适当的晶体管型号。7.2.9 输出二极管的选用1整流二极管VD2的工作参数（1）确定二极管的反向耐压整流二极管VD2中电流就是图7-21所示的，但实际上要考虑开关管导通时，二极管的反向漏电流。二极管VD2的反向电压为=+当输入电压最大时，反向电压最大值为=5+14V（2）确定二极管的功耗由于二极管的反向电流很小，功耗忽略不计，因此，这里只考虑二极管的正向导通