风力发电逆变电源的毕业设计.docx

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1、1毕 业 论 文题目：风力发电逆变装置的设计学学生：号：院 （系）：专业：电气工程及其自动化指导教师：21 绪论1.1 风力发电的特点和发展概况1.1.1 风力发电的特点随着世界经济的不断发展，世界各国对能源的需求越来越大。常规能源以煤、石 油、天然气为主，不仅资源有限，而且造成了严重的环境污染。因此，能源问题己成 为当今人类生存和发展所要解决的紧迫问题，所以可再生能源成为了人们关注的焦点， 风能正是这样一种无污染的可再生能源，其在地球上的资源量是相当丰富的，可开发 利用量也很可观，因此对它的开发利用己受到世界各国的高度重视。但是同时风能作 为一种自然资源，风速、风向都是不稳定的，风能蕴含量丰

2、富地区多较为偏僻，这就 要求风力发电机组适应高温高寒高湿盐雾大风沙等恶劣环境，并且机组多无人值守， 这些因素对风力发电机组电气控制系统的可靠性和环境适应性都提出了十分严格的要 求。单机电气控制系统技术主要包括中心控制技术、偏航控制技术、软并网技术和无 功补偿技术等，这就要求系统具有很高的可靠性能。可以说风力发电是机遇和挑战并 存的能源技术。1.1.2 风力发电的发展概况（1）国外发展现状：风力发电在欧洲发展最快，德国的风电发展处于领先地位，在近期德国制定的风 电发展长远规划中指出，到 2025 年风电要实现占电力总容量的 25%，到 2050 年实现 占总用量的 50%的目标。另外，丹麦的风能

3、发电已经可以满足 18%的用电需求，法国 也在制定风能发电的长远发展规划。同时亚洲的风电也保持较快的发展势头。其中印 度政府积极推动风能发展，积极鼓励大型企业进行投资发展风电，并保持实施优惠政 策激励风能制造基地，目前印度已经成为世界第 5 大风电生产国。据欧洲风能协会和 绿色和平组织签署了“关于 2020 年风电达到世界电力总量的 12%的蓝图”报告，2020 年全球风力发电装机将达到 12.31 亿千瓦，是 2002 年世界风电装机容量的 38.4 倍，年 安装量达 1.5 亿千瓦，风力发电量将占全球发电总量的 12%。（2）国内发展现状：我国是世界上风力资源较为丰富的国家之一，全国可开发

4、利用的风能约 2.5 亿千瓦。 有沿海(山东、浙江、福建、广东)和东北至西北(包括内蒙古、新疆、甘肃)两大风带， 风的质量很好，为开发风力发电提供了基础环境和条件，因此我国也在大力提倡风力 发电。我国从 70 年代开始进行并网风力发电的尝试。早期，山东，新疆等地引入国外 风力发电机组开始我国风电场的运行试验与示范。1997 年在国家有关优惠政策和国家油泵马达变速机构控 制 系 统油泵油泵油泵风速测量3计委“成风计划”的推动下，年总装机容量跃至 10.88 万千瓦。总的来说我国风能并网 发电已经走过了 30 年历程，但是跟国外相比，我国装机容量仍然偏低，并且从设备制 造水平来说还未走出“试验”阶

5、段，但是同时也看出我国风电潜力巨大。随着风电技术的日趋完善，已经形成一种富有活力的新兴产业，并向产业化、设 备大型化、设备实用化、取能高度化、成本低廉化和开发多元化等方向发展。1.2 风力发电的原理因为风力发电没有燃料问题，也不会产生辐射或空气污染即其无污染性，风力发 电正在世界上形成一股热潮。风力发电的原理比较简单，类似于水利发电，风力发电 就是利用风力带动风车叶片旋转，再透过增速机将旋转的速度提升，来促使发电机发 电。依据目前的风车技术，大约是每秒三公尺的微风速度（微风的程度），便可以开 始发电。风机发出的电因为质量不高难以直接应用，所以要实现利用就必须要将发出 的电能进行变换，满足并网要

6、求，这样就需要我们设计一个可靠的整流逆变系统和控 制系统来对其进行变换和控制，使其满足条件。以下是风力发电的系统原理图。变浆机构变压器电网发电机组励磁机组图 1-1 风力发电系统原理图1.3逆变电源的现状1.3.1 现代逆变技术的分类逆变电源是光伏发电系统中的重要组成部分，逆变电源的性质决定了光伏发电系3,44统输出电能的质量。随着逆变电源的类型的增多和控制技术的不断发展，使得光伏发 电系统可以应用到与国民生产和日常生活相关的各个领域。现代的逆变技术种类很多，可以按照不同的形式进行分类，主要有如下几种: （1）按照逆变器输出交流的频率，可以分为工频逆变、中频逆变和高频逆变。工频变 换逆变电源使

7、采用工频变压器实现输入输出之间的电气隔离。这种逆变器结构简单、 工作可靠，但这种逆变器体积大，笨重、噪声大，效率方面也有待提高。随着对电源 性能要求的日益提高，传统的工频变换逆变电源逐渐难以适应轻量化、高功率密度、 高可靠性的要求。高频变换是采用高频变换技术，它的优点是体积小、重量轻、噪音 小、效率高。日前的光伏发电系统多采用高频变换方式，在国内外的中小交流光伏系 统中得到了普遍应用。（2） 按逆变器输出的相数，可分为单相逆变、三相逆变和多相逆变。（3） 按逆变器的主电路形式，可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式逆变。 （4）按照逆变器主开关器件的类型，可分为晶闸管逆变器、晶体管逆变器、场效应

8、管 逆变器、IGBT 逆变器等。（5） 按照输出的稳定参量，可分为电压型逆变器和电流型逆变器。（6） 按控制方式，可分为移项控制方式和 PWM 控制方式。移项控制的原理是，全桥变 换电路每一个桥臂的两个开关互补导通，两个桥臂的开关导通之间相差一个相位，通 过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲的宽度，达到调节输出电压的目的。利 用单极性移相控制技术，控制高频脉冲环节逆变器，根据软开关的工作原理，控制各管的导通时刻与导通时间，使之工作在零电压开 关与关断模式，可以大大降低器件的开关损耗以及电磁干扰噪声。PWM 控制采用脉宽调制控制方式，它的优点是控制灵活，实现简单。可以根据具体 的实现要求，产

9、生相应的控制波形。对于谐波抑制、死区控制、调节输出电压等多种 方面都十分有利。近年来，结合 DSP 或单片机技术，通过编程算法可以满足各种控制 策略的要求，大大提高了 PWM 控制在逆变电源控制方面的应用效率 。1.3.2 逆变电源波形控制技术光伏逆变器的性能很大程度上决定了整个光伏发电系统的性能和效率，随着光伏 发电系统的应用越来越广，人们对光伏逆变器输出电压的质量要求也越来越高，不仅 要求逆变器的输出电压稳定以及工作可靠，而且要求其输出电压正弦度高，动态响应 速度快。所以光伏逆变器的控制技术也得到了不断的发展。(1)开环控制开环控制是根据面积等效的原理，用正弦信号波和三角载波进行比较获得

10、SPWM 波，从而决定功率器件的开关时刻。随着单片机等数字器件的发展，逆变器的开环控 制逐渐采用了数字方法，从而出现了几种新型的 SPWM 调制技术，如载波调制 PWM、谐5波注入 PWM 以及最优 PWM 等。新型的 PWM 调制方法虽然可以在一定程度上改善光伏逆 变器的输出电压质量，减少波形畸变，但开环控制不可避免的具有很大的局限性:a. 输出波形质量差，总谐波畸变率高。b. 系统动态响应速度慢。(2)模拟闭环控制闭环控制的引入克服了开环控制的局限性，提高了系统的输出电能质量。PI 控制 以形式简单、参数易于设计、理论成熟为特点，成为当前应用最为广泛的控制方法。 空载的逆变器模型近似于一阶

11、振荡环节，积分器的作用会增加相位滞后;为了保证系统 的稳定，控制器的比例 P 必须加以限制，控制系统的动态性能一般，系统对于非线性 负载扰动的抑制效果不好。由控制理论可知，对于正弦指令信号，PI 控制不能实现无 静差跟随，输出电压的稳态精度必然受到影响，实际应用中往往增加电压均值反馈外 环，将 PI 控制与闭环控制策略相结合，来保证稳态精度。具体实现方式包括电压瞬时 值反馈控制和电压电流双闭环反馈控制。采用电压瞬时值反馈或者电压瞬时值内环、电压有效值外环的控制策略。它的优 点是只使用了一个电压传感器，缺点是系统动态响应特性不好，同时为了保证系统的 稳定性，电压瞬时值环不能做的太快，从而导致了跟

12、踪特性不是很好，波形质量欠佳。 改善动态响应的方法之一就是采用电流反馈控制策略。将电压环与电流环配合使用达 到调节输出电压和补偿电流特性的目的。由于电流内环对系统特性的改造，系统稳定 性得到加强。双闭环控制同时具备优良的动、静态特性，是一种理想的波形控制方案。 但它也存在不足，如果存在非线性负载扰动，为消除干扰，电流内环需要很快的速度， 所以只能采用模拟电路实现，数字电路难以达到:如果内部电流环采用滞环比较形式， 由于滞环比较的非线性特性，对于系统的稳定性有一定影响;为了更好的抑制负载的扰 动，滞环的宽度越窄越好，但这会使开关频率急剧升高。因此，这种形式的控制器对 于非线性扰动的抑制能力有一定

13、限制。1.4 课题的意义及内容随着工业和科学技术的发展，包括市电电源在内的所有原始电能质量可能满足不 了用户的要求，而现代逆变技术作为电力电子技术中的一个重要组成部分，在提高电 能质量方面有着重要的作用。能源开发，资源利用与环境保护相互协调是 21 世纪世界 经济发展的基础。节省能源与开发新能源，提高燃料的利用率与减少燃料燃烧产生的 污染已成为必须解决的重要课题。风能作为一种清洁的可再生能源，其蕴量巨大，分 布面广，越来越受到世界各国的重视。风力发电机因风量不稳定，必须经过整流和逆 变把它变成稳定的工频交流电才能大量应用。此外，在直流电源领域，UPS，变频器 等中逆变器也都有着广泛的应用前景。

14、 另外，通过对此课题的研究设计，可以进一步 的加深对逆变器的认识，将大学四年所学知识融汇，深化，接近工程实际，提高自己驱动电路DC/DC 电路整流检测电路逆变电路变压电路过电流保护电压欠电压保护电压故障报警电路过电压保护电压SPWM 波产生电路6分析解决问题的能力，对于以后的走上工作岗位是一个很好的准备。本次设计的主要工作是研究逆变电源的原理，根据设计要求选择适于风力发电的 逆变电源的逆变方式，然后设计其主电路和驱动电路的参数以使其能跟随输入电源进 行调整以满足市电电网的要求。2 风能电源逆变装置方案选择2.1 总体方案该设计主要包括两大类电路，一是主电路，另一个是，检测保护电路。主电路主 要

15、包括：SPWM 波产生电路,驱动电路, DC/DC 电路,逆变电路等；检测保护电路主要包 括：欠电压保护电路、过电压保护电路、过电流保护电路等。其总体框图如图 2-1 所 示：图 3-1 总体框图2.2 单元电路的简单介绍SPWM 波的产生：主要采用 EG8010;（1）驱动电路:主要采用逆变电源芯片 IR2110； （2）DC/DC 电路：主要采用模块集成电路； （3）逆变电路：主要采用全桥逆变电路； （4）整流滤波电路：主要采用半波整流及 LC 滤波； （5）欠电压保护：采用比较器 LM358；（6） 过电压保护：采用比较器 LM358；（7） 故障报警电路：采用三级管及发光二极管等。 3

16、 PWM 波形工作原理3.1 PWM 波形的基本原理7在采样控制理论中有一个重要的结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性 的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同， 指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅式变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差 异。例如图 3-1 所示的三个窄脉冲形状不同，图 3-1a 为矩形脉冲，图 3-1b 为三角形 脉冲，图 3-1c 为正弦半波脉冲，但它们的面积(即冲量)都等于 1，那么，当他们分别 加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越 小。当窄脉冲变为图 2-1d 的单

17、位脉冲函数 (t)时，环节的响应即为该环节的脉冲过 渡函数。a) 矩形脉冲 b) 三角波脉冲 c) 正弦波脉冲 d) 单位脉冲函数图 3-1 冲量相同的脉冲上述结论是 PWM 控制的重要理论基础。下面分析如何用一系列等幅而不等宽的脉 冲代替一个正弦半波，把图 3-2a 所示的正弦半波波形分成 N 等份，就可把正弦半波看 成由 N 个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，但幅值不等，且脉冲顶 部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用 同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的 中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积(冲量

18、)相等，就得到图 3-2b 所示的脉冲 序列。这就是 PWM 波形。可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相 等效果相同的原理，PWM 波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同 样的方法得到 PWM 波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM 波 形，也称为 SPWM (Sinusoidal PWM)波形。在 PWM 波形中，各脉冲的幅值是相等的，要 改变等效输出正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变上述脉冲的宽度即可。8图 3-2用 PWM 波代替正弦波较为实用的方法是采用调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调 制的信号作为载波，通过

19、对载波的调制得到所期望的 PWM 波形。通常采用等腰三角形 作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个 平缓变化的调制信号波形相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以 得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合 PWM 控制的要求。当调制信号波为正 弦波时，所得到的就是 SPWM 波形。一般根据三角波载波在半个周期内方向的变化，又 可以分为两种情况。三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的 PWM 波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性 PWM 控制方式，如果三角波载波在半 个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的 PWM 波

20、形也是在两个方向变化的， 这时称为双极性 PWM 控制方式。3.2 SPWM 波的生成与原理分析3.2.1 自然采样法生成 SPWM 波自然法生成 SPWM 波又称模拟电路法生成 SPWM 波，通常用模拟比较器比较生成 SPWM 波，如果用信号正弦波作为比较器的同相端输入信号，三角载波作为比较器的反 相端输入信号，便实现了自然法生成 SPWM 波，如图 3-3 所示，比较器输出经死区形成 电路即可生成带死区的 SPWM 波。这种方法是所有生成 SPWM 波方法中最精确的一种， 其它方法都是与它近似等效，存在一定的等效误差。图 3-3 自然采样法生成 SPWM 波3.2.2 规则采样法生成 SP

21、WM 波9规则采样法是从自然采样法演变而来的，它由经过采样的正弦波(实际上是阶梯波)与 三角波相交，由交点得出脉冲宽度。这种方法只在三角波的顶点或底点位置对正弦波 采样而形成阶梯波，其原理如图 3-4 所示:图 3-4 规则采样法生成 SPWM 波3.2.3 PWM 型逆变电路的控制方式（1）单极性 SPWM 控制与双极性 SPWM 控制a) 单极性 SPWM 控制三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的SPWM波形也只在 一个方向变化的控制方式成为单极性SPWM控制方式，如图3-5所示。图中的 u r 为正弦 调制波， u c 为三角形载波。载波 u c 在 u r 的正半周为

22、正极性的三角波，在 u r 的负半周为负极性的三角波。通过 u r 和 u c 的比较，获取SPWM控制信号来控制图3-6主电路中开关元件的导通或关断，IGBT的通/断发生在 u r 和 u c 的交点时刻。从而在主电路的输出端获得SPWM输出电压 u o 。在 u r 的正半周期间，给T1始终施加开通控制信号，使其始终保持导通状态，使T2、T3始终保持关断状态，只控制T4。当 u r u c 时，控制T4导 通，此时输出电压 u o 为+Ud；当 u r u c 时，控制T4关断，则负载电流通过D3续流输出 电压 u o 为0V。10图3-5 单极性PWM控制原理在 u r 的负半周，使T3

23、保持始终受控导通状态，使T1、T4一直保持关断，只控制T2。当 u r u c 时，控制T2导通，输出电压 u o 为 -ud ；在 u r u c 时，使T2关断，则负载电流通 过D4续流，输出电压 u o 为0V。这种调制方式中，在调制波 u r 的正、负半个周期内，三角形载波只在一个方向变 化，输出电压也只在一个方向变化。输出电压波形如图3-5所示，输出的电压有 +u d 、 0V、 -ud 三种电压值。其中的 u o1 为基波分量的波形，与正弦调制电压 u r 的形状相同。 图中的虚线 u o1 表示 u o 中的基波分量。像这种在 u r 的半个周期内三角形载波只在单一的 正极性或负

24、极性范围内变化，所得到的SPWM 波形也只在单个极性范围变化的控制方 式称为单极性SPWM 控制方式。b) 双极性 SPWM 控制和单极性 SPWM 控制方式相对应的是双极性控制方式，如果三角波载波在半个周 期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的 SPWM 波形也是在两个方向变化的， 这时就成为双极性 SPWM 控制方式，如图 3-6 所示。其控制和输出波形如图 3-6 所示。 其中 u r 为正弦调制波， u c 为三角形载波。但 u c 的波形与单极性时有明显的不同，在 u r 的半个周期内，三角波载波不再是单极性的，而是有正有负的双极性三角波。双极 性调制方式在 u r 的正、负半周

25、控制规律相同。当 u r u c 时，同时给 T1 和 T4 导通信号， 给 T2 和 T3 关断信号，此时若 i 0 0 ，则 T1 和 T4 导通，若 i 0 0 ，则 Dl 和 D4 导通， 两种情况下输出电压均为 +u d ；当 u r u c 时，给 T2 和 T3 导通信号，给 Tl 和 T4 关断11信号，若此时 i 0 0 ，则 D2 和 D3 导通，两种情况下输出电压 u o 均为 -ud 。可见，在 u r 的一个周期内，输出的 PWM 波只有 u d 两种电平，而不再 出现单极性控制时的零电平状态。主电路的输出电压 u o 波形如图 3-6 所示，其幅值只 有 +u d

26、、 -ud 两种。 u o1 为输出的基波波形，形状与正弦调制波相同。从以上的分析可 见，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。当对开关器件通/断控 制的规律不同时，它们的输出 PWM 波形也会出现较大的差别。图 3-6 双极性 SPWM 控制原理(2) 同步调制与异步调制在 PWM 逆变电路中，载波频率 fc 与调制信号频率 fr 之比 N= fc/fr。根据载波和 调制信号是否同步即载波比的变化情况，PWM 逆变电路可以有异步调制和同步调制两种 控制方式。a) 异步调制载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。在异步调制方式 中，调制信号频率 fr，变化时，通常

27、保持载波频率 fc。固定不变，因而载波比 N 是变 化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定， 正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后 1/4 周期的脉冲也不对称。当调制信 号频率较低时，载波比 N 较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半12周期内前后 1/4 周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频 率增高时，载波比 N 就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变 大，还会出现脉冲的跳动，同时输出波形和正弦波之间的差异就变大，电路输出特性 变坏。因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信

28、号频率 较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。b) 同步调制载波比 N 等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为 同步调制。在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比 N 不变。调制信号半 个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。4 电源逆变装置的主电路的设计4.1 主电路的组成该电源逆变装置的主电路主要包括：SPWM 波的产生、驱动电路、DC/DC 电路、逆 变电路、整流滤波电路等。4.1.1 驱动电路方案一：a) 概述：采用达林顿管驱动；b) 优点：达林顿管有驱动能力强、电路结构简单、价格相对便宜等优点；c) 缺点：在驱动全桥式连接的 MOS 管时，

29、至少需要 3 个独立电源，电源种类繁多；方案二：a) 概述：采用集成芯片 IR2110 驱动；b) 优点：IR2110 芯片具有体积小、驱动能力强、控制方便、电能利用效率高等优 点，尤其是采用 R2110 芯片能够大大减少驱动电源的个数（仅需 1 个），充分简化驱动 电路的设计。方案的选择：经比较，驱动电路的设计应选择方案二。4.1.2 DC/DC 电路由于驱动电路及逆变电路的电压不同，因此需要 DC/DC 电路以对电路起到保护作用。 选用 DC/DC 及芯片 78L05，通过此使其输出不同电压。其中“78”指输出正电压， “05”指 5 伏。4.1.3 逆变电路13方案一：a） 概述：半桥式

30、。采用两个 MOS 管 IRF460、两个电解电容、两个大电阻等元件组 成半桥式主电路，两路控制信号分别接 G1 和 G2 端；b） 优点：降低设计成本，简化电路；c） 缺点：输出电压峰值较低，且输出电流较小，同时，电容的加入，增加了系 统的无功功率，电阻也会消耗一部分功率。方案二：a）概述：全桥式。采用四个 MOS 管 IRF460 组成全桥式主电路，四路控制信号分 别接 G1 和 G2 端、G3 和 G4 端；其中，左半桥的两路控制信号反相，右半桥的两路控制信 号也反相。优点：采用此方案可以使电路结构清晰，输出有效值增加（为半桥式的 2 倍）， 输出电流较大，且电路的功耗较小。方案选择：经

31、比较，应选择方案二（全桥式逆变电路）4.1.4 整流滤波电路为了简化电路结构，滤波电路采用简单电路，通常采用的滤波电路设计有如下 两种设计方案：a） 方案一：RC 滤波电路。采用 RC 滤波电路，可以简化电路结构，能够滤掉绝 大部分无关的杂波，得到比较准确的输出电压波形，然而由于电容的加入，增加了 系统的无功功率，电阻还会消耗一部分功率，且输出电压的相位有一定的偏移，这 使得相位难于控制，故不采用此方案。b） 方案二：LC 滤波电路。采用 LC 滤波电路，一方面可以大大简化电路结构， 实现滤波功能；另一方面，通过电感 L 和电容 C 适当匹配，可以使得输出电压相位 和输入电压相位一致，方便电压

32、相位的控制；此外 LC 的合理搭配还可以降低无功功 率，抑制电压和电流的脉动，故采用此方案。其中，整流电路采用半波整流。4.2 SPWM 波的产生设计4.2.1 EG8010 的简单介绍对于该 SPWM 波产生单元电路，采用芯片 EG8010.图 4-2 所示：14引脚26：VCC 引脚3,12：GND图4-1 EG8010芯片管脚图 芯片的+5V 工作电源端芯片的地端引脚1：DT1引脚2：DT0 DT1,DT0 是设置 PWM 输出上、下 MOS 管死区时间： “00”是300nS 死区时间； “01”是500nS 死区时间； “10”是1.0uS 死 区时间； “11”是1.5uS 死区时

33、间引脚4：RXD 引脚5：TXD串口通讯数据接收端 串口通讯数据发送端引脚6：SPWMEN SPWM 输出使能端，“1”是启动SPWM 输出，“0”是关闭SPWM输出引脚7：FANCTR引脚8：LEDOUT外接风扇控制，当 TFB引脚检测到温度高于 45时，输出高电平 “1”使风扇运行，运行后温度低于 40时，输出低电平“0”使 风扇停止工作外接 LED 报警输出，当故障发生时输出低电平“0”点亮 LED 正 常：长亮过流：闪烁 2 下，灭 2 秒，一直循环过压：闪烁 3 下，灭 2 秒，一直循环欠压：闪烁 4 下，灭 2 秒，一直循环过温：闪烁 5 下，灭 2 秒，一直循环引脚9：PWMTY

34、P PWM 输出类型选择“0”是正极性 PWM 类型输出，应用于高电平有效驱动 IR2110 等 驱动器件，即引脚 SPWMOUT 为高电平打开功率 MOS 管15“1”是负极性 PWM 类型输出，应用于低电平有效驱动 TLP250 内 部二极管阴极等光耦器件，即引脚 SPWMOUT为低电平打开功率 MOS 管应用设计时可参考典型应用电路图，根据驱动器件合理配置该引脚 状态，否则不一致情况会导致上、下功率 MOS 管同时导通现象引脚10：OSC1 12M 晶体振荡器引脚 1引脚11：OSC2 12M 晶体振荡器引脚 2引脚13：VFB 引脚14：IFB 引脚15：TFB正弦波输出电压反馈输入端

35、 负载电流反馈输入端 温度反馈输入端引脚16： FRQADJ/ VFB2功能复用脚，调频模式时（单极性调制）作为调频电压 0-5V输入，双极性调制时作为右桥臂输出电压反馈输入端引脚17：VREF芯片内部基准电源输入引脚18：FRQSEL0 FRQSEL1（引脚 19） ，FRQSEL0（引脚 18）是设置频率模式，“00”是输出50Hz 频率； “01”是输出60Hz 频率； “10”是输出频率范围0-100Hz 由 FRQADJ 引脚调节； “11”是输引脚19：FRQSEL1 引脚20：MODSEL引脚21：SST引脚22，23：NC 引脚24：LCDCLK 引脚25：LCDDI出频率范围

36、0-400Hz 由 FRQADJ 引脚调节单极性、双极性调制方式选择： “0”是单极性调制方式；“1” 是双极性调制方式软启动功能使能输入端：“0”是不支持软启动功能；“1”是支持 软启动功能，软启动时间为 3S空脚串口 12832 液晶显示模块时钟输出端串口 12832 液晶显示模块指令、数据输出端引脚27：SPWMOUT1 右桥臂上管 SPWM 输出，单极性调制时该脚作为右桥臂上管的基波输出，双极性调制时作为 SPWM 调制输出引脚28：SPWMOUT2 右桥臂下管 SPWM 输出，单极性调制时该脚作为右桥臂下管的基波输出，双极性调制时作为 SPWM 调制输出引脚29：SPWMOUT3 左

37、桥臂上管 SPWM 输出，单极性和双极性调制时该脚都作为左桥臂SPWM 调制输出引脚30：SPWMOUT4 左桥臂下管 SPWM 输出，单极性和双极性调制时该脚都作为左桥臂SPWM 调制输出引脚31：LCDEN 引脚32：VVVF串口 12832 液晶显示模块使能端输出变频、变压功能使能脚：“0”是变频不变压模式；“1”是变频变16压模式，应用于变频器及电机控制4.3 驱动电路的设计4.3.1 IR2110 的简单介绍芯片 IR2110，兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，是中小功率变换装置中驱动器件 的首选。（1）IR2110 的引脚说明：LO（引脚 1）： 低端输出 ； Nc（引脚 8）；空端；

38、COM（引脚 2）：公共端； VDD（引脚 9）： 逻辑电源电压；Vcc（引脚 3）：低端固定电源电压 ； HIN（引脚 10）：逻辑高端输入；Nc（引脚 4）： 空端 ； SD（引脚 11）： 关断；Vs（引脚 5）： 高端浮置电源偏移电压 ； LIN（引脚 12）：逻辑低端输入；VB (引脚 6)： 高端浮置电源电压； Vss（引脚 13）：逻辑电路地电位端； HO（引脚 7）： 高端输出； Nc（引脚 14）： 空端。（2）IR2110 的特点：a） 具有独立的低端和高端输入通道。b） 悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达 500V。c） 输出的电源端（脚 3）的电压范围为 1020

39、V。d） 逻辑电源的输入范围（脚 9）515V，可方便的与 TTL，CMOS 电平相匹配，而 且逻辑电源地和功率电源地之间允许有 V 的偏移量。e） 工作频率高，可达 500KHz。f） 开通、关断延迟小，分别为 120ns 和 94ns。g） 图腾柱输出峰值电流 2A。IR2110 内部功能由三部分组成：逻辑输入；电平平移及输出保护。如上所述 IR2110 的特点，可以为装置的设计带来许多方便。尤其是高端悬浮自举电源的设计， 可以大大减少驱动电源的数目，即一组电源即可实现对上下端的控制。4.3.2 驱动电路IR2110 芯片具有体积小、驱动能力强、控制方便、电能利用效率高等优点，尤其 是采用

40、 R2110 芯片能够大大减少驱动电源的个数（仅需 1 个），充分简化驱动电路的设 计。17图 4-2 驱动电路图4.4 DC/DC 电路的设计由于驱动电路及逆变电路的电压不同，因此需要 DC/DC 电路以对电路起到保护作用。选用 DC/DC 及芯片 78L05，通过此使其输出不同电压。其中“78”指输出正电压， “05”指 5 伏。其电路图如图 4-3 所示：图 4-3 DC/DC 电路4.5 逆变电路设计4.5.1 概述与整流相对应，把直流电变成交流电称为逆变。当交流测接在电网上，即交流测 接有电源时，称为有源逆变；当交流测接在负载上时，称为无源逆变。其中，全桥逆 变主要有：电压型及电流型

41、。本设计采用电压型。4.5.2 逆变电路sin wt +sin 3wt +sin 5 wt3 518采用单相全桥式。如图 4-4 所示，采用四个 MOS 管 IRF460 组成全桥式主电路，四 路控制信号分别接 G1 和 G2 端、G3 和 G4 端。该电路输出电流较大，且电路的功耗较小。图 4-4全桥式逆变电路4.6 变压电路的设计4.6.1 概述经过逆变后出来为低压交流，需要将其进行变压，使其输出为交流 220V，50HZ。 4.6.2 器件的选择（1）变压器的选择在全桥逆变电路中，其输出交流电压的幅值 Um 与 Ud 的关系为Um=Ud (4-1)把幅值为 Ud 的矩形波 uo 展开傅里

42、叶级数得：uo=4Upd 1 1 (4-2)其中基波的幅值 Uolm 和基波的有效值Uolm =4Upd=1.27Ud(4-3)U ol =2 2Upd=0.9Ud(4-4)其变压器的匝数比为：n u 241 1= = =0.109 n2 u 2 220即，应选择初级匝数为 12，次级匝数为 110。19（4-5)因此，应选择 24V/220V 的交流变压器，该变压器实现电压由 24V 交流电压转变为 220V 交流电压。此交流电压经过整流滤波电路变成 220V 高压直流电压。变压器 T 的 工作频率选为 50Hz 左右。其初级匝数为 12，次级匝数为 110。4.7 整流滤波电路的设计整流电

43、路采用半波整流；滤波电路采用 LC 滤波电路。考虑到 LC 电路谐振时滤波效果较好，根据公式:f =12 p LC（4-6）其中，f=50HZ,为了较好地稳定电流，选择 L =10 mH ，那么容易计算出电容值 C =1.02 mF ，考虑到电容型号，在此选择 C =1mF 电解电容。其电路图如下 4-5 所示：如图 4-5 整流滤波电路5 保护电路的设计5.1 保护电路的方案设计（1） 输入欠过电压保护：为了使输入电压过小或者电压过大不会对电路等造成损坏， 所以需要加入欠过压保护电路；（2） 输出过电压保护：为了减少输出电压过大时对用户及整个电路造成的损失，则需 加入输出过电压保护电路；（3

44、） 故障报警电路：当发生以上故障时，PWM 波输出为零，同时进行报警。5.1 各种保护电路的设计5.2.1 欠电压的保护的设计20（1）过电压保护电路当采样主电路中的蓄电池输入的电压大于 LM358 的正向输入端的电压时，其 LM358 输出低电平，从而使发光二极管发亮，输出低电平给 EG8010，从而使 PWM 输出 零电平。同时启动故障报警电路。注意：为了防止烧坏 LM358，在其保护电路之前应设置用电位器分压的措施。 其电路原理图如下图 5-2 所示：图 5-2 输入过电压保护电路图（2）欠电压保护电路当采样主电路中的蓄电池输入的电压小于 LM358 的反向输入端的电压时，其 LM358

45、 输出低电平，从而使发光二极管发亮，输出低电平给 EG8010，从而使 PWM 输出零电平。 同时启动故障报警电路。注意：为了防止烧坏 LM358，在其保护电路之前应设置用电位器分压的措施。其电路原理图如下图 5-3 所示：SR&21图 5-3 输入欠电压保护电路图5.2.2 过电流保护的设计（1）SR 触发器的组成及功能a) 电路结构与符号表示基本 RS 触发器是组成门控触发器的基础，一般有与非门和或非门组成的两种，以 下介绍与非门组成的基本 RS 触发器。用与非门组成的 RS 触发器见图 5-3。图中 S 为置 1 输入端， R 为置 0 输入 端，都 是低电平有效，Q、 Q 为输出端，一般以 Q 的状态作为触发器的状态。.SG1Q.RQG2.图 5-3 与非门组成的 SR 触发器b) 工作原理与真值表 当 R =0， S =1 时，因 R =0，G2门的输出端 Q =1 ，G1门的两