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1、课程设计任务书学生姓名：专业班级：指导教师：周颖工作单位：自动化学院题目：直流双闭环调速系统设计初始条件：采用晶闸管三相桥式整流，电机参数:“nom = 1460r / min, U 嘶=220V, I “m 二 136A, Ra = 02丄=15mH， C 0.132V min/r,r = 0.5，Ks =40，无静差。电流过载倍数为=1.5，G = 0.002s,Tn = 0.01s、Tm = 0.18s。电流超调量 i 5% 空载起 动到额定转速时的转速超调量-n -10%要求完成的主要任务：（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写 等具体要求）1. 系统原理图设计；2. 转速和
2、电流用两个调节器进行调节;3. 过程分析，软件设计；4. 电流环和转速环结构图绘制；5. 仿真曲线绘制时间安排:查阅资料馔写程设计报告提交报告，答辩12月21日-22日12月23日-25日12月28日-29 日12月30日指导教师签名：系主任（或责任教师）签名:目录摘要 n1设计任务 11.1初始条件 11.2设计任务 12直流双闭环调速系统原理图设计 22.1系统的组成 22.2系统的电路原理图一 33直流双闭环调速系统调节器设计 43.1获得系统设计对象 43.2电流调节器的设计 53.2.1电流环结构框图的化简 53.2.2电流调节器结构的选择 73.2.3电流调节器的常数计算73.2.
3、4电流调节器的实现一 103.3转速调节器的设计 103.3.1电流环的等效闭环传递函数 103.3.2转速调节器的结构选择一 113.3.3转速调节器的参数计算 133.3.4转速调节器的实现一 154 系统起动过程分析 165系统仿真 186心得体会 19参考文献. .20摘要本设计通过分析直流双闭环调速系统的组成，设计出系统的电路原理图。同时，采用工程设计的方法对直流双闭环调速系统的电流和转速两个调节器进行设 计，先设计电流调节器，然后将整个电流环看作是转速调节系统的一个环节，再来设计转速调节器。遵从确定时间常数、选择调节器结构、计算调节器参数、校 验近似条件的步骤一步一步的实现对调节器
4、的具体设计。之后，再对系统的起动过程进行分析，以了解系统的动态性能。最后用Matlab软件中的Simulink模块对设计好的系统进行模拟仿真，得出仿真波形。关键词：原理图调节器工程设计方法参数整定起动过程仿真直流双闭环调速系统设计1设计任务1.1初始条件采用晶闸管三相桥式整流，电机参数：nnom =1460r/min,Unm 二 220/,1仙=136A,Ra 二 0.2 L = 15mH ，Ce = 0.132V min/r,r = 0.5 ,Ks = 40，系统无静差。电流过载倍数 =1.5， 电流滤波时间常数Toi = 0.002s，转速滤波时间常数T“ = 0.01s，人=0.18s，
5、 电流超调量匚i乞5%，空载启动到额定转速时的转速超调量 S空10% O1.2设计任务1. 设计直流双闭环调速系统的原理图；2. 设计电流环和转速环并对其进行调节；3. 绘制电流环和转速环结构框图；4. 分析系统的启动过程；5. 仿真曲线的绘制（选作）2直流双闭环调速系统原理图设计2.1系统的组成转速、电流双闭环控制的直流调速系统是应用最广、性能很好的直流调速系 统。采用PI调节的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速 无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单闭环系统就难以满足要求了。图1理想快速启动过程电流和转速波形如题1所示，为了实现在允许条件下的最快启动，关键是要获得
6、一段使电流 保持为最大值gm的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就 可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。 所以，我们希望达到的控制：启动过程只有电流负反馈，没有转速负反馈；达到 稳态转速后只有转速负反馈，不让电流负反馈发挥作用。故而采用转速和电流两 个调节器来组成系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别在系统中起作用，可以在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。 二者之 间实行嵌套（或称串级）连接，如图2所示。把转速调节器的输出当作电流调节 器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构
7、上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。这就组成了转速、电 流双闭环调速系统。图2转速、电流双闭环直流调速系统2.2系统的电路原理图眉)IA图3直流双闭环调速系统电路原理图为了获得良好的静、动态性能，转速和电路两个调节器一般都米用PI调节器，这样组成的直流双闭环调速系统电路原理图如图3所示。图中ASF为转速调节器，ACR为电流调节器，TG表示测速发电机，TA表示电流互感器，GT是触发 电路，UPE是电力电子变换器。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性， 它们是按照电力电子变换器的控制电压 Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运 算放大器的倒相作用。图中还标出了两个调节器的输出
8、都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压U*m决定了电流给的电压的最大值，电流调节器ACR 的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压 Udm。3直流双闭环调速系统调节器设计本设计将运用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则， 从内环开始，逐步向外扩 展。在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速 调节系统的一个环节，再设计转速调节器。3.1获得系统设计对象根据图3直流双闭环调速系统电路原理图可以方便的绘出系统的稳态结构 框图，如图4所示。其中。为转速反馈系数，B为电流反馈系数。图4直流双闭
9、环调速系统的稳态结构框图在考虑双闭环控制的结构(见图4直流双闭环调速系统的稳态结构框图)的基础上，即可绘出直流双闭环调速系统的动态结构框图，如图5所示。图中Wasr(s)和Wacr(s)分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流I d显示出来。图5直流双闭环调速系统的动态结构框图在实际设计过程中，由于电流检测信号中常含有交流分量， 为了不使它影响 到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可以用一阶惯性环节 来表示，其滤波时间常数Toi按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在 抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作
10、用，为了平衡这个延迟作 用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。 其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同的延时， 使二者在时间上得到恰当的 配合，从而带来设计上的方便。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用Ton表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常 数为Ton的给定滤波环节。所以直流双闭环调速系统的实际动态结构框图应该与图 5有所不同，应当增 加滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。如图6所示。电流内环X r1R9 14111J?1 J1R1*几祸十1I T TASRfI*i珀p十1J
11、LACRTts+111E5图6直流双闭环调速系统的实际动态结构框图3.2电流调节器的设计321电流环结构框图的化简在图6点画线框内的电流内环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉， 这 将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环 的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数 T远小于机电时间常数Tm，因此， 转速的变化往往比电流变化慢得多， 对电流环来说，反电动势是一个变化慢的扰 动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即E 0。这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响， 也就算说，可 以暂且把反电动势的作用去掉，得到电流环的近似结构框
12、图，如图7所示。可以 证明，忽略反电动势对电流环作用的近似条件是：式中 ci电流环开环频率特性的截止频率。图7忽略反电动势的动态影响时的电流环动态结构框图如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效的移到环内，同时把给定信号改成U(s)，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图8所示。图8等效成单位负反馈系统的电流环动态结构框图最后，由于Ts和h 般都比Ti小的多，可以当作小惯性群而近似的看作是 一个惯性环节，其时间常数为：Ti =Ts Toi则电流环结构框图最终可以简化成如图9所示。简化的近似条件是 ci 岂3 TsTOi图9小惯性环节近似处理的电流环动态结构框图322电流调节器结构的选择首先考虑把电
13、流环校正成哪一类典型系统。 从稳态要求上看，希望电流无静 差，可以得到理想的堵转特性，由图9可以看出，采用I型系统就够了。再从动 态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要因 素。为此，电流环应以跟随性能为主，即应选用典型I型系统。图9的表明，电流环的控制对象是双惯性型的， 要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成:式中KiWACR（S）=电流调节器的比例系数；Ki(iS 1 iSi电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择则电流环的
14、动态结构框图便成图10所示的典型形式，其中:KKs：i R巩如+1）图10校正成典型I型系统的电流环动态结构框图3.2.3电流调节器的参数计算1. 确定时间常数1）整流装置滞后时间常数Ts。通过表1可得出，三相桥式电路的平均失控 时间 Ts =0.0017s。2）电流滤波时间常数Toi。根据初始条件有Ti= 0.002s。3 ）电流环小时间常数之和T。按小时间常数近似处理，取Ti = Ts Toi = 0.0037s表1各种整流电路的失控时间(f = 50HZ)整流电路形式最大失控时间Tsmax(mS)平均失控时间Ts (ms)单相半波2010单相桥式(全波)105三相半波6.673.33三相
15、桥式、六相半波3.331.6715mH0.5.1二 0.03s4)电磁时间常数T。已知电枢回路电感L=15mH，贝2. 选择电流调节器结构根据设计要求65%，并保证稳态电压无差，按典型I型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数:检查对电源电压的抗扰性能：T订冷二0.03s 0.0037s =8.11，参照表2的典型WACR（S） 1）I型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的表2典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系r tHl =t215110120130AC昨、100%G55.5%33.2%18.5%12.9%T2.83 43 8401472
16、1 728 73043. 计算电流调节器参数电流反馈系数 1 ： 10V .1.5|n =0.05V/A。电流调节器超前时间常数：.j= 0.03s电流开环增益：要求乞5%时，按表3,取KTi =0.5,因此500.0037s= 135.1s于是，ACR勺比例系数为:K K iR 135.1 0.03 0.5K40 0.05= 1.013参数关系KT0.250.390.500.691.0阻尼比匕1.00.80.7070.60.5超调里口0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升时间trQO6.6 T4.7 T3.3 T2.4 T峰值时间tpO08.3 T6.2 T4.7 T3.6 T相角稳定裕
17、度y76.3 69.9 65.5 59.2 51.8 截止频率GO c0.243 /T0.367 /T0.455 /T0.569 /T0.786 /T表3典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系4.校验近似条件电流环截止频率：d-135.1sJ1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件满足近似条件13TS1196.1s :匸 ci3 0.0017s2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件满足近似条件=310.18s 0.03s1=40.82s3）电流环小时间常数近似180.8s4ci1厂I 丄TsToi 3 Yo.0017sx 0.002s 满足近似条件。5.计算调节器电阻和电容由图11,按
18、所用运算放大器取R0=40KT，各电阻和电容值为:= KiR0 =1.013 40K= 40.52 ，取 40K_0.03R 40 103F =0.75 10F= 0.75F，取 0.75lFCoi 二4：F2 b_0.F，取 0RF按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为；二=4.3% ： 5%，满足设计要求。3.2.4电流调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的模拟式 PI型电流调节器原理图如图11所示。图中U为电流给的电压，一 - Id为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换 器的控制电压U c 0根据运算放大器的电路原理，可以导出：心二 R R。_ 1Toi - 一 R0Coi
19、4& Ci 1=11图11含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器A3.3转速调节器的设计3.3.1电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环的一个环节，由图 10可知，电流环的闭环传递函数Wcli(s)为W (s)= J(s)= K|/s(TZs + 1)“s2 丄s 1Ki Kicli( ) Ui (s)/ ：1 K| s(TiS 1)忽略高次项，Wcii(s)可降阶近似为1Wcli ( s)1丄s+1Ki近似条件1 fK7“3小式中cn转速开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U(s)，因此电流环在转速环中应等效成1Id(s)WcH(s)Ui(s)11 s
20、Ki这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象， 经闭环控制后，可以近似的等效成 只有较小时间常数1 Ki的一阶惯性环节。332转速调节器的结构选择用电流环的等效代替图6中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图 如图12所示图12用等效环节代替电流环后转速环的代替结构框图把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改为Un(S)；，再把时间常数为1Ki和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为Tn的惯性环节，其中1T%TonK I则转速环结构框图可简化成如图13所示。图13等效成单位负反馈系统和小惯性近似处理的转速环动态结构框图为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有
21、一个积分环节， 它应该 包含在转速调节器ASR中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节， 因此转 速环开环传递函数应共有两个积分环节， 所以应该设计成典型U型系统，这样的 系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。 在理论计算中，线性系统的阶跃超调量较大，但在实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。故而，ASR也采用PI调节器，其传递函数为式中KnWASR（S）转速调节器的比例系数；KnCnS 1)nS转速调节器的超前时间常数这样，调速系统的开环传递函数为Wn(S)=Kn( nS 1): R 1TnS。忘(吟 + 1)Kn： R(nS 1)nGTmSWnS 1)令转速环开环增益K
22、n为则KnKn： RWn(S)二Kn1)2S (TnS 1)不考虑负载扰动时，校正后调速系统的动态结构框图如图14所示。上述结果所服从的近似条件归纳为:cn/(爲卢+1)图14校正后成典型n型系统的转速环的动态结构框图333转速调节器的参数计算1.确定时间常数1)2)电流环等效时间常数1/Ki。根据上文中KiT过=0.5，贝U120 =2 0.0037s = 0.0074sKi 转速滤波时间常数TOn。根据初始条件Tn = 0.01S。转速环小时间常数T。按小时间常数近似处理，取T点2.选择转速调节器结构3)心=0.0074s 0.01s =0.0174s按照设计要求，选用PI调节器，其传递函
23、数为Wasr93. 计算转速调节器参数转速反馈系数:10V/ nN =0.007V min/ r。按跟随和抗扰性能都较好的原则，取 h=5，则ASR的超前时间常数为n =hT =5 0.0174s =0.087s转速开环增益Knh 15 1/2222 S 396.4s2h Tn 2 50.0174则ASR的比例系数为(h +1)PceTm6 汉 0.05汉 0.132 汉 0.18Kn11.72h： RT、n2 5 0.007 0.5 0.01744. 检验近似条件转速环截止频率为cnKn 11 二= 396.4 0.087s=34.5s1)电流环传递函数简化条件为3、T：春爲宀63.7s=，
24、满足简化条件2)转速环小时间常数近似处理条件为3鑑1宀38.7scn，满足近似条件5. 计算调节器电阻和电容根据图15,取R401，贝U尺二 Knf =11.7 40KL； - 468心，取 470K;n 0.087 3 F =0.185 10“F =0.185F，取 0.2F ; Rn 470 103on4TonRd4 0.0140 103F =1 10”F= rlF，取 1jf6. 校核转速超调量当h=5时，查表4可得，二n=37.6%10%，不能满足设计要求。实际上，由于表4是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR退饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况计算超调量。表4
25、典型n型系统阶跃输入跟随性能指标h345678910O52.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%tr/T2.402.652.853.03.13.23.33.35ts/T12.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.20k32211111由表 5 查得QmaxfCb =81.2%，则二 n =2(-CmaxC）（一）斗屮Tm=2 81.2% 1.5136 0.5 0.132 0.01741600.18= 8.31%： 10%满足设计要求表5典型n型系统动态抗扰性能指标与参数的关系h345678910Cmax /Cb72.2%77.
26、5%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8%tmA2.452.702.853.003.153.253.303.40tv A13.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.853.3.4转速调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器原理图如图15所示，图中Un为 转速给定电压，-为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压 Ui。与电流调节器相似，转速调节器参数与电阻、电容值的关系为图15含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器U；p4系统起动过程分析直流双闭环调速系统突加给定电压 Un时由静止状态起动时，转速和电流的动态过程图如图16
27、所示。由于在起动过程中转速调节器 ASR经历了不饱和、饱 和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成了图中标明的I、U、川三个阶段。图16直流双闭环调速系统起动过程的转速和电流波形第I阶段（0右）是电流上升阶段。突加给定电压Un后，经过两个调节器 的跟随作用，U c、U d0、ld都跟着上升，但是在Id没有达到负载电流I dL以前， 电动机还不能转动。当Id -IdL后，电动机开始起动。由于机电惯性的作用，转 速不会很快增长，因而转速调节器 ASR的输入偏差电压 UUn -Un的数值仍 较大，其输出电压保持限幅值 Uim，强迫电枢电流I d迅速上升。直到ld Tdm， Ui Uim，电流调节器很快
28、就压制了 Id的增长，标志着这一阶段的结束。在这一 阶段中，ASR很快进入并保持饱和状态，而 ACR 一般不饱和。第U阶段（t!t2）是恒流升速阶段。在这个阶段中， ASR始终是饱和的， 转速环相当于开环，系统成为恒值电流给的 Um下的电流调节系统，基本上保持 电流Id恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长。与此同时，电动机的反 电动势E也按线性增长，对电流调节系统来说，E是一个线性渐增的扰动量，为 了克服这个扰动，Udo和Uc也必须基本上按线性增长，才能保持 Id恒定。ACR 采用PI调节器时，为了使其输出量按线性增长，其输入偏差电压 Ui二5-5必 须维持一定的恒值，也就是说，Id应略
29、小于Idm。此外，为了保证电流环的这种 调节作用，在起动过程中ACR不应饱和，电力电子装置UPE的最大输出电压也 需留有余地。第川阶段（t2以后）是转速调节阶段。当转速上升到给定值 n二n时，转速 调节器ASR的输入偏差减小到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值 Uim，所以电动机仍在加速使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，Ui和Id很快下降。但是，只要Id仍大于负载电流IdL， 转速就继续上升。直到Id =ldL时，转矩Te -Tl，则dn dt =0，转速n才到达峰值 （t=t3时）。此后电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，在t3t4时间内，Id
30、IdL，直到稳定。在最后的转速调节阶段内，ASR和ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则力图使Id尽快的跟随给定值U，即电流内环 是一个电流随动子系统。综上所述，直流双闭环调速系统的起动过程的特点是：1）饱和非线性控制。随着ASR的饱和与不饱和，整个系统处于完全不同的 两种状态，在不同情况下表现为不同结构的线性系统，只能采用分段线性化的方 法来分析，不能简单的用线性控制理论来分析整个起动过程。2）转速超调。当转速调节器 ASR采用PI调节器时，转速必然有超调。3）准时间最优控制。在设备允许条件下实现最短时间的控制称作“时间最 优控制”，对于电力拖动系统，在电动机允许过载能力限制
31、下的恒流起动，就是时间最优控制。但由于在起动过程I、 U两个阶段中电流不能突变，实际起动过 程与理想起动过程还有一些差距，不过这两个阶段只占全部起动时间中的很小一 部分，可称作“准时间最优控制”。5系统仿真本设计运用Matlab的Simulink来对系统进行模拟仿真。根据图6以及上面 计算出的系统参数，可以建立直流双闭环调速系统的动态仿真模型，如图17所示。系统运行，得到系统电流和转速的仿真曲线，分别如图18中的(a)、(b)所示。图17直流双闭环调速系统动态仿真模型n(a)系统电流仿真曲线(b)系统电压仿真曲线图18直流调速系统仿真曲线6心得体会本次课程设计是电力拖动自动控制系统一一运动控制
32、系统这门课的一次课 程设计，主要目标是设计一个符合要求参数的直流双闭环调速系统。电力拖动自动控制系统一一运动控制系统这门课是我们自动化专业的一门综合性非常强的 课程，它综合了之前学习过的模拟电子技术、自动控制原理、电力电子技术及电机拖动技术等课程的很多知识点， 所以，本次课程设计也是对以前课程的一次梳 理和升华。本次课程设计我受益良多，本课程设计的要点是设计转速和电流调节器， 通 过查阅大量的书籍、报刊、杂志、专业网站、论坛的方式，找寻所需资料，反复 比对研究有关资料，最后按照调节器的工程设计方法的基本思路， 简化问题，突 出主要矛盾。先选择调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需的稳态精度
33、； 再选择调节器的参数，以满足动态性能指标的要求。先设计内环电流调节器， 然后把电流环看作转速调节器的一个环节，再设计转速调节器，完成设计要求。 在此过程中，我进一步深化了对这门课程课本所学知识的理解， 通过实际设计系 统，锻炼了我应用理论知识解决实际问题的能力，是对我综合素质的一次提高。参考文献1 陈伯时电力拖动自动控制系统一一运动控制系统北京：机械工业出版社,20072 王兆安，黄俊.电力电子技术.北京：机械工业出版社，20003 李友善自动控制原理.北京：机械工业出版社，19814 王离九.电力拖动自动控制系统.武汉：华中理工大学出版社，1991 陈治明电力电子器件北京：机械工业出版社，1992 张广益电机学.重庆：重庆大学出版社，2002本科生课程设计成绩评定表姓名张云龙性别男专业、班级自动化0606课程设计题目：直流双闭环调速系统设计课程设计答辩或质疑记录：成绩评定依据：最终评定成绩（以优、良、中、及格、不及格评定）指导教师签字：年 月 日
