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1、具有ZVS的DCDC升压变换器分析与设计毕业设计摘 要随着当今社会主要能源的日益枯竭，太阳能光伏发电越来越受到重视。其良好的优越性对于经济生态环境和社会稳定发展有着重要意义。随着电力电子技术高频化的发展趋势，升压DC-DC变换器在两极式光伏发电系统中的应用得到了不断的发展和完善。对比几种基本的升压变换器发现，正激升压变换器更为可靠。同时针对传统的正激变换器的典型缺陷，对其进行了拓扑改进，加入“交错并联”和LCD缓冲网络两种特殊结构，并运用新型移相控制技术，提出了具有缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器。本文首先对其结构中的LCD无损缓冲网络、新型移相控制技术进行分析，详细研究了十二个理论
2、工作模态，然后设计了以TMS320F2812为控制中心的硬件实验样机平台，完成了主电路参数设计、器件选型、外围电路分析与设计。最后通过PSpice软件仿真和实验样机硬件调试双重验证了文中改进型升压变换器理论分析的正确性，也证明了具有缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器的可行性与可靠性。关键词：光伏发电；升压变换器；零电压；LCD缓冲网络；移相控制AbstractIn todays society, solar photovoltaic power generation is receiving more and more attention as the major energy is
3、exhausting. Its advantages make significant contribution to ecological environment and social stability. With high frequency trend of the development of power electronics technology, bipolar boost DC-DC converter in the photovoltaic power generation system has constantly development and improvement.
4、Compared with several basic boost converter, forward boost converter is more reliable. Simultaneously, for the typical defects of the traditional boost converter, its topology is improved. Two special structures of “staggered parallel” and LCD snubber network are added and new phase-shifting control
5、 technology is applied. Therefore, a staggered-parallel dual switch of boost converter with snubber circuit for ZVS is put forward.First this article analyzed the structure of LCD lossless snubber network and new phase-shifting technology. And twelve theoretical operating modals is studied in detail
6、. Then it designed a prototype hardware platform based on TMS320F2812. Parameter design of main circuit, components selection, and peripheral circuits analysis and design is accomplished. Finally, Pspice simulation and experiment prototype hardware debugging double verified the correctness of the th
7、eoretical analysis of the modified boost converter. The feasibility and reliability of the staggered-parallel dual switch of boost converter with snubber circuit for ZVS are proved.Keywords: photovoltaic power generation, zero-voltage-switch, LCD snubber network, phase-shifting, boost converterI目 录摘
8、 要IAbstractII第1章 绪 论11.1课题来源及研究的目的和意义11.2双管正激变换器国内外研究现状31.3主要研究内容与方案51.3.1改进型交错并联双管正激升压变换器主拓扑结构的确定51.3.2具有ZVS升压变换器主电路PSpice仿真验证61.3.3具有ZVS升压变换器总体结构设计61.3.4制作实验样机并完成相关功能验证7第2章 具有ZVS升压变换器工作原理82.1主拓扑结构的确定82.2工作模态分析92.3本章小结22第3章 具有ZVS升压变换器硬件电路的设计233.1实验样机整体系统设计233.2辅助电路的设计233.2.1驱动电路的设计233.2.2保护电路的设计243
9、.2.3保护执行回路设计253.3主电路的设计263.3.1高频变压器的设计263.3.2功率开关管及二极管的选择283.3.3其它元件的选取293.4控制电路设计293.5闭环控制设计293.6本章小结30第4章 软件仿真与参数校正324.1驱动信号模拟324.2主电路参数选定324.2.1变压器变比设定324.2.2功率开关管及二极管参数设定324.3主电路仿真324.3.1额定负载下的仿真波形334.3.2 ZVS的在变换器中的实现384.4本章小结39第5章 硬件制作与调试405.1实验样机的搭建405.2 实验波形分析415.3软开关的实现42II5.4变换器性能指标测试425.4.
10、1电压调整率测试425.4.2输出电压纹波测试425.4.3负载调整率测试435.4.4效率测试435.5本章小结44结 论45参考文献47致 谢49III第1章 绪 论1.1课题来源及研究的目的和意义随着人类社会中煤、石油、天然气等主要能源的急剧消耗，人们越来越重视太阳能、风能等绿色能源的开发和利用。20世纪90年代，这些绿色可再生能源就已经在世界能源电力市场初露头角了。作为一种新能源技术，太阳能光伏发电扮演着绿色可再生能源中举足轻重的角色，很有发展前景。由于它不用铺设复杂的电力网络，也无需特定的地理条件，因而被公认是目前世界上最有前途的新能源技术之一，尤其在偏远地区、沿海岛屿等地域更能大显
11、神威。对贫困或者资源匮乏地区的经济发展、环境保护和社会和谐有十分重要的作用1。按照与电力系统的关系，光伏（太阳能）发电系统分为两种：并网式光伏（太阳能）发电系统和独立式光伏（太阳能）发电系统。对于并网式光伏发电系统，根据系统结构的不同又可以分为两类：单级式、两级式。前者没有DC-DC环节，直接通过工频变压器与电网的连接实现逆变并网；而两级式光伏发电系统则由直流-直流升压环节和直流-交流逆变环节构成。并网逆变器需要200V700V的直流输入电压，而普通的光伏单体电池的电压等级较低。为了得到较高的输入电压，不得不把单级式并网发电系统中的多个单体电池串联，但是这样做的缺点显而易见，一旦某单元的电池失
12、效，就会导致整个电池组瘫痪，并且由于环境、气候等因素，输入电压的波动也会影响单级式并网逆变器的性能。单级式的发电结构还存在其他局限：无法实现输入输出间的隔离，无法获得较高的输入输出间的电压比和电流比，只能单路输出。上述单级结构的缺陷严重限制了光伏发电系统的发展。然而，高频化的电力电子技术正在飞速前进，升压DC-DC变换器也随之不断完善，因此两级式光伏发电系统在众多学者的关注下成为了新的研究热点2-4。图1-1两级式光伏发电系统示意图在图1-1所示的两级式光伏发电系统中，第一级直流升压变换器的性能将直接影响后一级逆变器的并网质量，因此能否实现DC-DC升压环节的高指标、高性能要求（如低纹波、低开
13、关损耗、高效率与高功率密度等），将决定着光伏发电技术的命运。众所周知，最常见的升压DC-DC变换器为传统的Boost变换器，它因操作便捷、拓扑简单等优点，使其在升压场合中大显身手。但在两级式光伏发电系统中，光伏电池阵列连接后的输出电压仍较低，需要加入一个高升压比的DC-DC环节才能满足后级逆变器的要求。对于传统Boost 变换器而言，为了提高升压比，必须增加开关管工作的占空比，使其尽量接近于1。但是在占空比接近1时，系统的效率很低，并且受制于实际的开关器件，进一步提升变换器的开关频率将会越来越困难。同时，在占空比不断增加的过程中，升压比不增反降的现象将直接影响后级逆变并网的质量。另外，从能量守
14、恒的角度来看，如果升压变换器的输出功率增大，必然会导致输入电流的增大，如果此时仍采用传统的单回路Boost 变换器实现升压，则会导致太阳能电池板的电流纹波很大，这将直接使光伏电池的使用寿命大大缩短5-8。同时，传统的Boost变换器不能有效实现前后级的电气隔离，这极可能给光伏发电系统引入潜在的危害。 (a) 反激变换器 (b) 正激变换器图1-2 常见升降压变换器基本拓扑正激变换器与反激变换器是除了传统Boost变换器以外最常见的两种升压变换器。对于图1-2 (a)所示的反激变换器，从输出端来看可等效成电流源，在每次功率管开通时向输出端传送一次能量，这就严格要求输出端不能开路。在两级式光伏（太
15、阳能）发电系统中，其直流升压变换器输出端与后级逆变器相连，一旦功率管出现同时关断（如死区、功率管损坏、保护动作等导致），则等效于反激变换器输出断路，会产生输出直流电压尖峰，很可能使某些元件甚至整个系统损坏。而图1-2 (b)所示的正激变换器，由于其电路结构简单，在中小功率场合应用广泛。但是，从正激变换器的拓扑结构以及工作模式得知，其变压器一次侧的电流只能单向流动，一旦开关管关断时变压器剩余的能量不能得到有效释放，变压器便会出现剩磁，这对变压器的利用率以及效率有着消极的影响。因此在传统正激变换器结构的基础上必须采用一定的磁复位手段，来辅助变压器完全磁复位。多数磁复位方法都有以下不足：变换器铁心单
16、向磁化，效率低、利用率低，主功率管承受两倍的直流母线电压等，只有有源箝位等少数几种磁复位方式可以解决上述问题9。针对传统Boost变换器、反激变换器、正激变换器的优缺点，本次课题研究决定基于正激变换器，对传统正激变换器拓扑结构进行改善，一方面避免传统Boost变换器及反激变换器中存在的缺陷，另一方面使得改善后的升压拓扑结构保留基本正激变换器既存的优势，同时解决传统正激变换器中存在的典型不足。最终，改进新型正激升压变换器的控制方法，并设计无源缓冲网络实现该变换器的ZVS软开关技术、降低变换器开关损耗10。本次课题研究期望设计一种适用于两级式光伏发电系统直流升压环节的变换器，使其具有低主开关管电压
17、应力、高升压变比、低输入电流纹波系数、低输出电压纹波系数的优势，同时，该变换器还拥有高工作效率、高功率密度、高功率等级等优点。这些优点必将为两级式光伏发电系统提供了可靠的直流电压变换，为第二级逆变环节输出高标准的直流电压，从而提高了光伏发电系统的整体性能指标并推动光伏发电新能源技术的发展。1.2双管正激变换器国内外研究现状由于传统正激变换器的拓扑结构简洁、可靠的输入输出隔离、易于输出的多路化、对输入电压波动适应性强等优点，使其广泛应用在中小功率场合。但是，它有一个典型缺陷：必须采用附加的复位网络来实现变压器铁芯的磁复位，采用RCD或LCD缓冲等无源箝位技术可以实现此目的11，但是RCD的能量耗
18、损，LCD的复杂都限制了其进一步的发展。为了解决无源箝位技术存在的问题，在国内外学者的共同努力下，提出了如图1-3所示的传统双管正激变换器。从图中可以看出，双管正激变换器的拓扑简单，并且缓冲网络无能量损耗，同时每个开关管的电压应力从两倍输入电压降为单倍输入电压，解决了单管正激变换器开关管高电压应力的缺点。虽然双管正激变换器拥有众多的优点，但是在实际的科研实验过程中，学者们发现双管正激变换器依然存在许多待解决的典型缺陷：输出电压电流纹波较大；变压器原副边存在电压过冲与震荡；大电流输入时变换器效率较低。图1-3 传统双管正激变换器针对输出电压电流纹波较大的问题，国外的学者们早在1997年之前就提出
19、了如图1-4所示的“交错并联”结构，而以严仰光教授为代表的国内学者们则是从2002年左右才开始分析并运用交错并联的思想。这种交错并联结构采取两路完全相同的传统双管正激变换器并联于直流输入侧，仿真和实验结果都表明这种拓扑有下述优势：输入电流脉动频率翻倍，利于输入滤波器的微型设计；输出滤波电感上的电压脉动频率翻倍，利于输出滤波电感的微型设计；输出电压经整流后的等效占空比翻倍，利于驱动电路的设计，增加了变换器的响应速度12。图1-4 交错并联双管正激变换器为了实现更高效率的交错并联双管正激，1997年美国学者Kutkut最早提出将ZVS软开关技术融入到不含LCD缓冲网络的交错并联双管正激拓扑中，但是
20、研究表明该拓扑结构并不容易实现ZVS，且存在较大的环流，严重影响了变换器的效率。2003年我国南京航空航天大学的严仰光教授带领团队提出一种新型双路双管正激变换器，两路共用一个高频变压器，共用变压器原边的箝位二极管，但是该变换器输出不含滤波电感，不能实现输出稳压，这样就不利于光伏发电后级逆变环节的优化设计。在2005年，严仰光教授带领的课题组对自身原有的拓扑结构进行改造并且改善控制策略，一定程度上实现了不含LCD缓冲网络的交错并联双管正激变换器的ZVS开通，这也推动了交错并联双管正激变换器的进一步发展。韩国的学者Hyoung-Suk Kim等在2010年提出一种改进型拓扑结构，并且采用移相控制的
21、方法实现了较为理想的ZVS，从而大大的降低了变换器中的开关损耗13，这也为广大国内外学者提供了新的思路，其拓扑结构如图1-5所示。图1-5 一种新型ZVS交错并联正激变换器2012年，印度学者K.Mahadevan等回归到传统双管正激变换器，对双管正激变换器的电磁噪声进行深入分析，发现了变换器中各处存在的寄生电容可能会严重影响变换器的性能，尤其会削弱传统双管正激变换器中低电磁噪声这个优势。K.Mahadevan带领的研究组通过将变压器副边改进为多路对称绕组，并通过特定的手段控制电路中存在的寄生电容的方法，最终有效地降低了寄生电容对双管正变换器电磁噪声的影响14。这一创新型拓扑必将为交错并联双管
22、正激变换器的电磁噪声分析提供有效帮助，也为解决正激变换器中的电磁噪声提供了新的思路，从而推动交错并联双管正激升压变换器的不断完善与改进。总之，不论是从国外还是国内的研究现状来看，交错并联双管正激变换器的领域里面还是活跃着许多国内外著名学者，这些学者都在不断地努力实现双管正激变换器的完善或创新，使其达到更高的性能标准从而实现其在光伏两级式发电系统以及其他应用领域（如航空电源、装甲车特种电源）中更高的可靠性。1.3主要研究内容与方案1.3.1改进型交错并联双管正激升压变换器主拓扑结构的确定由于传统正激升压变换器的存在如下典型缺点：（1）输出电压电流纹波较大；（2）变压器原、副边存在电压过冲与震荡；
23、（3）大电流输入时变换器效率较低。从解决传统正激升压变换器中存在的典型缺陷入手改进其拓扑结构，最终确定具有ZVS的升压变换器。1.3.2具有ZVS升压变换器主电路PSpice仿真验证众所周知，由于PSpice仿真软件在收敛性、准确性和快速性上有着优良的表现，使其成为模拟电路仿真时最常用的仿真软件。因此，本次课题研究决定采用PSpice对文中提出的改进型升压DC-DC变换器主电路拓扑进行仿真，观测重要波形，并与理论分析波形和实验样机波形进行对比分析，初步验证该拓扑理论分析的正确性，并根据仿真结果对所选参数进行校正。1.3.3具有ZVS升压变换器总体结构设计（1）本次课题研究设计的变换器实验样机初
24、步决定采用数字控制方式，控制核心采用美国德州仪器公司（TI）生产的定点DSP芯片TMS320F2812为控制芯片。由于DSP的驱动信号为3V输出的PWM信号，并且带载能力很弱，因此必须设计独立的驱动电路，以DSP输出信号作为输入信号，并且输出-5V15V的驱动信号。（2）由于本次设计的变换器是升压变换器，当电路需要达到一定的功率等级时，输入电路必然会很大，这就会给电路中的元器件带来潜在的危害，因此为了保证变换器的安全可靠性，输入过流保护电路的设计是非常必要的。（3）升压变换器对直流电压输出有着最直观的要求，同时因为本次课题研究基于两级式光伏发电系统，第一级DC-DC变换器的输出要作为第二级DC
25、-AC逆变并网电路的输入，因此一旦直流环节输出过压，将对逆变环节造成严重的影响，并在最终给整个发电系统带来难以预计的损坏。因此，直流升压环节亦应该拥有输出过压保护电路。（4）一旦输入过流保护与输出过压保护检测电流设计完成，保护电路执行环节的设计就应该紧随其后的开始了。初步决定采用软硬件的双重保护电路：保护信号给DSP芯片，当DSP芯片接到电路电压电流异常信号时输出控制动作，一方面封锁所有PWM驱动信号，另一方面控制断开串接在直流母线上的电磁继电器常闭触点，从而实现软硬件双重保护。（5）ZVS软开关技术可以降低甚至消除开关管的开关损耗，从而实现DC-DC变换器的高效率要求。查阅文献可知，对于交错
26、并联双管正激变换器而言，实现ZVS最常用的方法是对开关管的PWM驱动信号进行改进，采用特殊的控制方法并利用拓扑结构的特殊性来完成每个开关管的ZVS开通与关断。国内目前使用最多的两种驱动方法均基于传统移相控制法，一种是在变压器二次侧增加谐振电感后使用传统移相控制，而另一种则是对移相控制稍作改变，即令同一组开关管同时关断但不同时开通。虽然前者操作简单并且不用改变控制策略，但是实验表明，变换器副边谐振电感会使得变换器存在占空比丢失，并且这种现象随谐振电感和负载的增大而愈发明显15。因此，本次课题研究将以同时关断但不同时开通的移相控制法为基础，通过对国内外文献的查阅，将其改进来满足两级式光伏发电系统的
27、特殊要求。1.3.4制作实验样机并完成相关功能验证根据主电路、控制电路、检测电路和保护电路等的配置方案，在仿真验证无误的前提下，开始进行变换器原理样机的搭建。初步设定实验样机的技术指标如下：直流输入电压：12V（10V-14V）；额定输出电压：48V；额定输出电流：5A；电压调整率：1%；电流调整率：1%；纹波系数：85%。完成样机制作之后，开始对实验样机进行调试，观察关键元器件上的电压电流波形，并将其与理论波形对比，验证理论分析的正确性。最终，测试并完善样机系统的性能指标，完成课题研究。第2章 具有ZVS升压变换器工作原理2.1主拓扑结构的确定（1）针对输出电压电流纹波较大这一缺陷，采用双路
28、双管正激变换器交错并联的拓扑结构予以解决，这种拓扑结构已经发展成熟，并广泛应用于中等功率场合。同时，为了充分利用变压器铁芯，提高变压器磁芯的利用率，决定令两路变换器共用一个高频变压器。另外，为了降低变压器的制作难度，舍弃变压器副边中心抽头，并将变压器副边改造为全桥整流的拓扑结构。同时，为了抑制DC-DC变换器输出整流桥的寄生震荡，经查阅相关文献资料，对变压器二次侧每个二极管加入RC缓冲电路。再次改造后的变换器拓扑结构如图2-1所示：图2-1 交错并联双管正激变换器（2） 对于变压器原边的电压过冲，尤其是开关管在关断瞬间由于变压器漏感所产生的尖峰电压，采用LCD无损缓冲电路来抑制16-19。融入
29、了LCD缓冲电路的双管正激交错并联升压变换器可以抑制的拓扑结构如图2-2所示：图2-2 采用LCD缓冲电路的改进型交错并联双管正激变换器（3）对于普通的硬开关，开通和关断的过程中会出现电压电流均不为零的重叠现象，因此会产生明显的开关损耗，而且电压和电流变化的速度很快，波形会出现明显的过冲，还会产生严重的开关噪声。随着人们对于变换器高效率与高功率密度的追求，零电压软开关技术的引入就是为了解决上述问题而引出的。通常情况下，零电压（ZVS）工作原理为，在开关过程中引入谐振，使开关在导通前电压先降为零，从而消除电流电压的重叠现象，同时，谐振过程也限制了开关过程中电压和电流的变化率，使得开关损耗和开关噪
30、声得到明显的减小，甚至消除20。近年来随着国内外学者们的不断努力，双管正激变换器不易实现ZVS的问题正在逐渐被解决。通过查阅文献得知，对于交错并联双管正激变换器而言，电路中的ZVS通常是通过采用移相控制技术并利用开关管的结电容和变压器漏感的谐振实现开关管的零电压开关的。同时，变压器原边的LCD缓冲网络除了解决一次侧电压过冲这个问题外，还能够辅助储能从而促进这种变换器ZVS的实现，可谓一举两得21。最终确定的ZVS升压变换器如图2-3所示：图2-3 采用LCD缓冲电路的改进型ZVS升压DC-DC变换器2.2工作模态分析（1）电路中只用了LCD缓冲网络来实现软开关，而我们期望利用开关管的结电容和变
31、压器漏感的谐振实现开关管的零电压开关，因此我们必须选择结电容较大的开关管，这也是本次课题研究中功率管使用P.MOSFET的原因。最后，通过深入地原理分析与仿真验证，提出一种全新的移相控制策略20来驱动该改进型升压变换器，从而实现该变换器的软开关过程。图2-4 移相控制策略如图2-4所示，其中为移相角，调节移相角是调节输出电压的一种途径。Q1和Q3互补导通，Q2和Q4互补导通，Q1和Q3相对Q2和Q4移相工作，滞后Q2和Q4一定的相位，因此定义Q2和Q4为超前管，Q1和Q3为滞后管。该控制方法为每个开关管软开通和软关断过程争取了足够的时间。最终，结合上述移相控制后，本次课题研究确定的采用LCD缓
32、冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器即为图2-3所示的拓扑结构。（2）采用LCD缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器工作模态分析：为了简化工作模态分析，在分析采用LCD缓冲电路的ZVS改进型交错并联双管正激升压DC-DC变换器的工作原理及工作模态之前，做如下假设：1）所有开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元器件；2）电容值Cds1=Cds2=Cds3=Cds4=Cds，Cr1=Cr2=Cr，电感值Lr1=Lr2=Lr，L1=L2，漏感值Llk1=Llk2=Llk；3）输出滤波电感足够大，可理想认为输出为一个恒流源Io；4）输出滤波电容足够大，当功率管工作占空比稳定不变，电路中
33、任何元器件参数不发生变化时可理想认为输出电压恒定不变为Vo；5）输入直流电压Vin理想恒定不变；6）变压器变比为K，且保持恒定不变；同时，为了方便叙述工作模态理论分析，作如下定义：1）变压器原边绕组L1存在的双管正激变换器为正激变换器1，原边绕组L2存在的双管正激变换器为正激变换器2；2）流入原边绕组L1同名端的电流方向为正方向，原边绕组L1同名端电位高于异名端电位时，称原边绕组L1上的电压为正；3）流入原边绕组L2异名端的电流方向为正方向，原边绕组L2异名端电位高于同名端电位时，称原边绕组L2上的电压为正；4）流出副边绕组L3同名端的电流方向为正方向，副边绕组L3同名端电位高于异名端电位时，
34、称副边绕组L3上的电压为正；图2-5 采用LCD缓冲电路的ZVS改进型交错并联双管正激变换器理论分析工作波形开关模态1t0，t1图2-6 工作模态1等效电路图工作模态1中，t0时刻之前，开关管Q1与Q2已经开通，变压器原边绕组L1在输入直流电压Vin作用下充电，变压器原边绕组L1的电流iL1线性增长。由于负载侧等效为电流源Io，则在t0时刻，电流iL3上升至Io，电流iL1上升至Io/K+Im，并且在t1时刻到来前保持恒定，其中Im为励磁电流。该模态中，由于变压器原边共用同一铁芯，因此此时原边绕组L2上的电压vL2(t)=-vL1(t)=-Vin，副边绕组L3上的电压vL3(t)=vL1(t)
35、/K=Vin/K，则vds3(t)=vds4(t)=Vin。开关模态2t1，t2图2-7 工作模态2等效电路图工作模态2中，t1时刻，超前管Q2关断，流过Q2的电流瞬间降为0。由于漏源结电容的作用，Q2两端电压vds2并不能瞬间变化，而是一个缓慢的上升过程，因此Q2的关断过程为近似的零电压（ZVS）关断。此模态中，D6与Cr1组成的支路在t1时刻导通，变换器1中变压器副边折算到原边的电流Io/K与变压器励磁电流Im共同作用给Q2的漏源结电容Cds2充电，给Cr1放电。同时，变换器2中，漏源结电容Cds3、Cds4、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2通过Vin发生谐振，C
36、ds3、Cds4、L2、Llk2放电，Cr2、Lr2充电。t2时刻，变压器原边充放电过程完成，L1、L2上的电压下降到vL2(t2)=-vL1(t2)=0，Q3、Q4电压下降到vds3(t2)=vds4(t2)=Vin/2，Q2电压上升到vds2(t2)=Vin，副边绕组L3上的电压vL3降为0。 (2-1) (2-2) (2-3) (2-4) (2-5) (2-6)并且，已知初始条件，并令时间坐标，同时忽略漏感影响。联立上述各式并利用终值条件即可求得时间t2=t2-t1=t2，即工作模态2的持续时间。求解各个电容电感上的电压电流瞬时值的问题变成求解二阶常系数非齐次线性微分方程的过程，同时，从
37、等效电路不难发现，在开关管Q2关断的瞬间，缓冲电容支路导通，Cr1并联工作于变压器原边绕组1的两侧，由于电容Cr1需要充放电过程，因此电压不能瞬变，所以原边绕组上的电压过冲问题将在缓冲电容Cr1的作用下被有效抑制，LCD缓冲电路发挥了其应有的作用。开关模态3t2，t3图2-8 工作模态3等效电路图工作模态3中，t2时刻，D6关断，D2开通，原边绕组1通过Q1与D2进行续流，原边绕组电压被箝位在vL2(t2)=-vL1(t2)=0，变换器2中，漏源结电容Cds3、Cds4、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2继续通过Vin发生谐振。在此工作模态中，变压器副边可等效为L3与L
38、串联，它们构成的支路并联于一个直流电压源Vo上放电，则 (2-7)由上式可知模态3过程中变压器副边电流线性下降，且根据模态2中电流iL1（t）的表达式，可以求得t2时刻iL1（t2）的值，再依据变压器原副边电流关系即可求得副边绕组电流，而当iL2（t）下降到0时，此模态结束，则根据式 (2-8)即可求得此模态持续时间，式中，t3亦可求得。同时，由于变换器2中谐振电路相对于Q3和Q4而言并不是完全对称的，因此当到达t3时刻时，与并不相等，但由于原边绕组2的电压被箝位于0，因此二者电压之和始终恒定为输入电压，即。开关模态4t3，t4图2-9 工作模态4等效电路图工作模态4中，t3时刻，原边绕组1电
39、流下降到Im，即此时的原边电流即为励磁电流，副边绕组电流下降到KIm，该模态在滞后管Q1关断时刻t4到来时结束。开关模态5t4，t5图2-10 工作模态5等效电路图t4时刻，滞后管Q1关断，原边变换器1 LCD缓冲电路中的D6与Cr1支路再次导通，并且并联于原边绕组L1两端，有效抑制原边绕组电压过冲，并且Q1关断前，流过Q1的电流已经提前降到励磁电流Im，相比于变压器正常工作电流而言是一个较小的数值，并且在Q1关断瞬间由于D6的导通，使得缓冲电容Cr1也并联于Q1两端，由于电容电压不能瞬变，Q1两端电压缓慢上升，因此Q1的关断过程是一个非常接近理想软开关状况的近似ZVS关断。在工作模态5中，原
40、边变换器1的漏源结电容Cds1、原边绕组L1、漏感Llk1、缓冲电容Cr1在励磁电流Im的作用下发生谐振，Cr1、Cds1被充电，原边绕组L1、漏感Llk1被放电。变换器2中，漏源结电容Cds3、Cds4、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2通过Vin发生谐振， L2电压不断升高，而Cds3、Cds4放电，电压不断降低。同时，对于变压器副边，在副边绕组上产生的不断增加的反压将会使得整流桥的整流二极管DR2、DR4导通，副边电流iL3反向增加。该模态的持续时间计算方法同理于模态2，此处省略。开关模态6t5，t6图2-11 工作模态6等效电路图工作模态6中，t5时刻，原边绕组
41、L2电压被箝位在，则Q3、Q4漏源电压被箝位在，因此变换器2中的谐振将终止。原边绕组L1在续流二极管的作用下通过-Vin放电，励磁电流不断减小，变压器继续进行磁复位，副边绕组电流继续反向增大，当原边励磁电流降为0时，此模态结束。此模态持续时间可利用 (2-9)来求得，式中的可由模态5中计算推得的来计算得到。开关模态7t6，t7图2-12 工作模态7等效电路图工作模态7中，t6时刻，原边绕组L1励磁电流降为零，续流二极管D1与D2续流结束从而关断，原边绕组L1、L2上的电压本应降为0，但此时，由于副边绕组带压，并且恒定不变，因此原边绕组也将承压，从而导致原边两路变换器均发生谐振。具体而言，对于副
42、边绕组，由于负载等效为恒流源，因此电流iL3恒定不变，此时可知 (2-10)由于原边绕组电路中串接的电容Cds1、Cds2、Cds3、Cds4作用，因此VL1与VL2并不能瞬变，所以本模态就是一个原边绕组电压VL1、VL2经过Vin谐振到，同时，因为变换器1谐振电路相对于两个开关管不完全对称，因此t7时刻中两个漏源电压最终会不相等，但是满足条件。此模态的持续时间可由下式 (2-11)来近似求得，式中的可由模态5与模态6中求得。开关模态 8t7，t8图2-13 工作模态8等效电路图工作模态8中，t7时刻，变压器副边继续保持理想恒定续流工作，各元器件上的电压电流值均保持不变，则原边绕组电压、开关管
43、漏源电压在谐振结束后均被箝位在稳定不变的电压值上，且原边两路绕组电流也都将保持为零。t8时刻，变换器2中的超前管Q4导通，此模态结束。开关模态 9t8，t9图2-14 工作模态9状态1等效电路图图2-15 工作模态9状态2等效电路图工作模态9完成了变换器2中漏源结电容Cds4的放电以及Cds3的充电，因为这两个电容串联于同一支路，只能同时充电或放电，所以该模态实际上是由两个不同的工作状态组成，初始状态为Cds4放电，终止状态为Cds3充电，两个状态原边绕组L2均参与谐振。由于参与谐振充放电的电容电感元件参数值均为非常小的数值，因此本模态的时间非常短。t9时刻，Cds4、Cds3充放电过程完成，
44、此时，受变压器副边箝位，原边绕组L2上的电压在经过谐振后并不发生变化，依然为，并且流过原边绕组L2上的电流也降为0。模态9完成了超前管Q4的驱动作用，通过上述模态分析发现，该模态中除了流过开关管的谐振电流外并没有主电流流过，而这个谐振电流是非常小的，因此从实际意义上讲，开关管Q4并没有真正开通，它只是已经完全满足了提供电流通路的条件，并且开关管两端电压已经降为0。开关模态 10t9，t10图2-16 工作模态10等效电路图工作模态10的等效电路与工作模态8完全相同，因此工作机理也完全相同，只是在工作模态9中完成了Cds4的放电和Cds3的充电后，进入工作模态10时变换器2中Cds3和Cds4上
45、的电压发生了变化，其他元器件上的电压电流均保持不变。t10时刻，滞后管Q3开通，此工作模态结束。开关模态 11t10，t11图2-17 工作模态11等效电路图工作模态11中，t10时刻，开关管Q3导通，受寄生结电容的影响，Q3电压下降是个缓慢的过程。原边变换器2中，漏源结电容Cds3、原边绕组L2、漏感Llk2、缓冲电容Cr2、缓冲电感Lr2通过Vin发生谐振， L2电压不断升高，而Cds3放电，电压不断降低。由于原边绕组共用铁芯，受磁场耦合影响，原边绕组L1上电压也要反向增大，此时在原边变换器1中，漏源结电容Cds1、Cds2、原边绕组L1、漏感Llk1，也通过Vin发生谐振，Cds2、Cd
46、s2电压开始升高。同时，对于变压器副边，在副边绕组上产生瞬时反压会超过整流输出侧电压，副边电流iL3开始反向增加。t11时刻有：，此时，模态11随变换器原边绕组谐振过程的结束而结束，并且在变换器2中将在下一时刻开始流过正向工作电流。开关模态 12t11，t12图2-18 工作模态12等效电路图在工作模态12中，t11时刻滞后管Q3开始完全导通，从模态11工作机理分析不难发现，受电路中谐振作用影响，流过Q3正向工作电流发生在Q3漏源电压降为0之后。同样，对于Q4而言，此时才是其真正开通的时刻，而在t11时刻到来前，Q4漏源电压已经提前降为0，因此在其开通过程中不存在任何开关损耗，所以Q4的开通过程实际上是一个完全理想的ZVS开通过程。t11时刻之后，原边绕组L2在Vin作用下继续充电，副边绕组iL3电流在-Vin/K电压作用下也继续反向上升。此时原边绕组L1上的电压被箝位于-Vin，因此原边变换器1并不参与本工作模态。t12时刻，原边绕组L2上的电流上升至Io/K+Im，同时副边绕组L3上的电流上升至Io，此模态结束。t12时刻之后，整个采用LCD缓冲电路的ZVS改进型交错并联双管正激变换器进入下半个周期，下半周期工作
