LDO稳压器 开关电源原理及其应用.doc

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1、LDO稳压器工作原理随着便携式设备（电池供电）在过去十年间的快速增长，像原来的业界标准 LM340 和 LM317 这样的稳压器件已经无法满足新的需要。这些稳压器使用NPN 达林顿管，在本文中称其为NPN 稳压器（NPN regulators）。预期更高性能的稳压器件已经由新型的低压差（Low-dropout）稳压器（LDO）和准LDO稳压器（quasi-LDO）实现了。(原文：Linear Regulators: Theory of Operation and Compensation)NPN 稳压器（NPN regulators）在NPN稳压器（图1：NPN稳压器内部结构框图）的内部使用一

2、个 PNP管来驱动 NPN 达林顿管（NPN Darlington pass transistor），输入输出之间存在至少1.5V2.5V的压差（dropout voltage）。这个压差为：Vdrop 2Vbe Vsat（NPN 稳压器） （1）LDO 稳压器（LDO regulators） 在LDO(Low Dropout)稳压器（图2：LDO稳压器内部结构框图）中，导通管是一个PNP管。LDO的最大优势就是PNP管只会带来很小的导通压降，满载（Full-load）的跌落电压的典型值小于500mV，轻载（Light loads）时的压降仅有1020mV。LDO的压差为：Vdrop Vsat

3、 （LDO 稳压器） （2）准LDO 稳压器（Quasi-LDO regulators） 准LDO（Quasi-LDO）稳压器（图3：准 LDO 稳压器内部结构框图）已经广泛应用于某些场合，例如：5V到3.3V 转换器。准LDO介于NPN 稳压器和LDO 稳压器之间而得名， 导通管是由单个PNP 管来驱动单个NPN 管。 因此，它的跌落压降介于NPN稳压器和LDO之间：VdropVbeVsat （3）稳压器的工作原理（Regulator Operation）所有的稳压器，都利用了相同的技术实现输出电压的稳定（图4：稳压器工作原理图）。输出电压通过连接到误差放大器（Error Amplifier

4、）反相输入端（Inverting Input）的分压电阻（Resistive Divider）采样（Sampled），误差放大器的同相输入端（Non-inverting Input）连接到一个参考电压Vref。 参考电压由IC内部的带隙参考源(Bandgap Reference)产生。误差放大器总是试图迫使其两端输入相等。为此，它提供负载电流以保证输出电压稳定：Vout = Vref(1 + R1 / R2) （4）性能比较(Performance Comparison) NPN，LDO和准LDO在电性能参数上的最大区别是：跌落电压（Dropout Voltage）和地脚电流（Ground P

5、in Current）。为了便于分析，我们定义地脚电流为Ignd （参见图4），并忽略了IC到地的小偏置电流。那么，Ignd等于负载电流IL除以导通管的增益。 NPN 稳压器中，达林顿管的增益很高（High Gain）， 所以它只需很小的电流来驱动负载电流IL。这样它的地脚电流Ignd也会很低，一般只有几个mA。 准LDO也有较好的性能，如国半（NS）的LM1085能够输出3A的电流却只有10mA的地脚电流。 然而，LDO的地脚电流会比较高。在满载时，PNP管的值一般是1520。也就是说LDO的地脚电流一般达到负载电流的7%。 NPN稳压器的最大好处就是无条件的稳定，大多数器件不需额外的外部电

6、容。 LDO在输出端最少需要一个外部电容以减少回路带宽（Loop Bandwidth）及提供一些正相位转移（Positive Phase Shift）补偿。 准LDO一般也需要有输出电容，但容值要小于LDO的并且电容的ESR局限也要少些。反馈及回路稳定性（Feedback and Loop Stability） 所有稳压器都使用反馈回路（Feedback Loop）以保持输出电压的稳定。 反馈信号在通过回路后都会在增益和相位上有所改变，通过在单位增益（Unity Gain，0dB）频率下的相位偏移总量来确定回路的稳定性。波特图（Bode Plots） 波特图(Bode Plots)可用来确认回

7、路的稳定性，回路的增益（Loop Gain，单位：dB）是频率（Frequency）的函数（图5：典型的波特图）。 回路增益及其相关内容在下节介绍。 回路增益可以用网络分析仪（Network Analyzer）测量。 网络分析仪向反馈回路(Feedback Path)注入低电平的正弦波(Sine Wave)，随着直流电压（DC）的不断升高， 这些正弦波信号完成扫频，直到增益下降到0dB。然后测量增益的响应（Gain Response）。 波特图是很方便的工具，它包含判断闭环系统（Closed-loop System）稳定性的所有必要信息。 包括下面几个关键参数：环路增益（Loop Gain），

8、相位裕度（Phase Margin）和零点（Zeros）、极点（Poles）。回路增益（LOOP GAIN） 闭环系统（Closed-loop System）有个特性称为回路增益（Loop Gain）。在稳压电路中，回路增益定义为反馈信号（Feedback Signal）通过整个回路后的电压增益（Voltage Gain）。为了更好的解释这个概念，LDO的结构框图（图2）作如下修改（图6：回路增益的测量方法）。 变压器（Transformer）用来将交流信号（AC Signal）注入（Inject）到“A”、“B”点间的反馈回路。借助这个变压器，用小信号正弦波（Small-signal Sin

9、e Wave）来“调制”（modulate）反馈信号。可以测量出A、B两点间的交流电压（AC Voltage），然后计算回路增益。回路增益定义为两点电压的比（Ratio）：Loop Gain Va / Vb （5） 需要注意， 从Vb点开始传输的信号， 通过回路（Loop）时会出现相位偏移（Phase Shift），最终到达Va点。相位偏移（Phase Shift）的多少决定了回路的稳定程度（Stability）。反馈（FEEDBACK） 如前所述，所有的稳压器都采用反馈（ Feedback）以使输出电压稳定。输出电压是通过电阻分压器进行采样的（图6），并且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入

10、端，误差放大器的另一个输入端接参考电压，误差放大器将会调整输出到导通管（Pass Transistor）的输出电流以保持直流电压（DC Valtage）的稳定输出。 为了达到稳定的回路就必须使用负反馈（Negative Feedback）。负反馈，有时亦称为改变极性的反馈（degenerative feedback），与源信号的极性相反（图7：反馈信号的相位示意图）。 负反馈与源(Source)的极性相反，它总会阻止输出的任何变化。也就是说，如果输出电压想要变高（或变低），负反馈回路总会阻止，强制其回到正常值。 正反馈（Positive Feedback）是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就

11、发生的反馈。此时，回路响应会与发生变化的方向一致。显而易见不能达到输出的稳定，不能消除输出电压的改变，反而将变化趋势扩大了。当然，不会有人在线性稳压器件中使用正反馈。但是如果出现180的相移，负反馈就成为正反馈了。相位偏移（PHASE SHIFT） 相位偏移就是反馈信号经过整个回路后出现的相位改变（Phase Change）的总和（相对起始点）。相位偏移，单位用度（Degrees）表示，通常使用网络分析仪（network analyzer）测量。理想的负反馈信号与源信号相位差180（如图8：相位偏移示意图），因此它的起始点在180。在图7中可以看到这180的偏置，也就是波型差半周。可以看到，从

12、180开始，增加180的相移，信号相位回到零度，就会使反馈信号与源信号的相位相同，从而使回路不稳定。相位裕度（PHASE MARGIN）相位裕度（Phase Margin，单位：度），定义为频率的回路增益等 0dB（单位增益，Unity Gain）时，反馈信号总的相位偏移与180的差。一个稳定的回路一般需要20的相位裕度。 相位偏移和相位裕度可以通过波特图中的零、极点计算获得。极点（POLES） 极点（Pole）定义为增益曲线(Gain curve)中斜度（Slope）为20dB/十倍频程的点（图9：波特图中的极点）。每添加一个极点，斜度增加20dB/十倍频程。增加n个极点，n （20dB/十

13、倍频程）。每个极点表示的相位偏移都与频率相关，相移从0到90（增加极点就增加相移）。最重要的一点是几乎所有由极点（或零点）引起的相移都是在十倍频程范围内。注意：一个极点只能增加90的相移，所以最少需要两个极点来到达180（不稳定点）。零点（ZEROS） 零点（Zero）定义为在增益曲线中斜度为20dB/十倍频程的点（如图10：波特图中的零点）。零点产生的相移为0到90，在曲线上有45角的转变。必须清楚零点就是“反极点”（Anti-pole），它在增益和相位上的效果与极点恰恰相反。这也就是为什么要在LDO稳压器的回路中添加零点的原因，零点可以抵消极点。波特图分析用包含三个极点和一个零点的波特图（

14、图11：波特图）来分析增益和相位裕度。 假设直流增益（DC gain）为80dB，第一个极点（pole）发生在100Hz处。在此频率，增益曲线的斜度变为20dB/十倍频程。1kHz处的零点使斜度变为0dB/十倍频程，到10kHz处斜度又变成20dB/十倍频程。在100kHz处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变为40dB/十倍频程。图11中可看到单位增益点（Unity Gain Crossover，0dB）的交点频率(Crossover Frequency)是1MHz。0dB频率有时也称为回路带宽（Loop Bandwidth）。相位偏移图表示了零、极点的不同分布对反馈信号的影响。为了产生这个

15、图，就要根据分布的零点、极点计算相移的总和。在任意频率（f）上的极点相移，可以通过下式计算获得： 极点相移 -arctan(f/fp) （6）在任意频率（f）上的零点相移，可以通过下式计算获得： 零点相移 -arctan(f/fz) （7）此回路稳定吗？为了回答这个问题，我们根本无需复杂的计算，只需要知道0dB时的相移（此例中是1MHz）。 前两个极点和第一个零点分布使相位从-180变到+90，最终导致网络相位转变到-90。最后一个极点在十倍频程中出现了0dB点。代入零点相移公式，可以计算出该极点产生了84的相移（在1MHz时）。加上原来的-90相移，全部的相移是-174（也就是说相位裕度是6

16、）。由此得出结论，该回路不能保持稳定，可能会引起振荡。NPN 稳压器补偿 NPN 稳压器的导通管（见图1）的连接方式是共集电极的方式。所有共集电极电路的一个重要特性就是低输出阻抗， 意味着电源范围内的极点出现在回路增益曲线的高频部分。 由于NPN稳压器没有固有的低频极点，所以它使用了一种称为主极点补偿（dominant pole compensation）的技术。方法是，在稳压器的内部集成了一个电容，该电容在环路增益的低频端添加了一个极点（图12：NPN稳压器的波特图）。NPN稳压器的主极点（Dominant Pole）， 用P1点表示， 一般设置在100Hz处。100Hz处的极点将增益减小为

17、20dB/十倍频程直到3MHz处的第二个极点（P2）。在P2处，增益曲线的斜率又增加了20dB/十倍频程。P2点的频率主要取决于 NPN 功率管及相关驱动电路， 因此有时也称此点为功率极点（Ppower pole）。另外，P2点在回路增益为10dB处出现，也就表示了单位增益（0dB）频率处（1MHz）的相位偏移会很小。为了确定稳定性，只需要计算0dB频率处的相位裕度。第一个极点（P1）会产生90的相位偏移，但是第二个极点（P2）只增加了18的相位偏移（1MHz处）。也就是说0dB点处的相位偏移为108，相位裕度为72，表明回路非常稳定。需要两个极点才有可能使回路要达到180的相位偏移（不稳定点

18、），而极点P2又处于高频，它在0dB处的相位偏移就很小了。LDO 稳压器的补偿LDO稳压器中的PNP导通管的接法为共射方式（common emitter）。它相对共集电极方式有更高的输出阻抗。由于负载阻抗和输出容抗的影响在低频程处会出现低频极点（lowfrequency pole）。此极点，又称负载极点（load pole），用Pl表示。负载极点的频率由下式计算获得： F(Pl) 1 / (2 Rload Cout) （8）从此式可知，LDO不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。为什么? 先假设一个5V/50mA的LDO稳压器有下面的条件,在最大负载电流时，负载极点（Pl）出现的频率为：Pl

19、 1 / (2 Rload Cout)1/(2 100 10-5)160Hz （9）假设内部的补偿在1kHz处添加了一个极点。由于PNP功率管和驱动电路的存在，在500kHz处会出现一个功率极点（Ppwr）。假设直流增益为80dB。在最大输出电流时的负载阻值为RL100，输出电容为Cout 10uF。使用上述条件可以画出相应的波特图（如图13：未补偿的LDO增益波特图）。可以看出回路是不稳定的。极点PL和P1每个都会产生90的相移。在0dB处（此例为40kHz），相移达到了180为了减少负相移（阻止振荡），在回路中必须要添加一个零点。一个零点可以产生90的相移，它会抵消两个低频极点的部分影响。

20、因此，几乎所有的LDO都需要在回路中添加这个零点。该零点一般是通过输出电容的等效串联电阻（ESR）获得的。使用 ESR 补偿 LDO 等效串联电阻（ESR）是电容的一个基本特性。可以将电容表示为电阻与电容的串联等效电路（图14：电容器的等效电路图）。输出电容的ESR在回路增益中产生一个零点，可以用来减少负相移。零点处的频率值（Fzero）与ESR和输出电容值密切相关： Fzero 1 / (2 Cout ESR) （10）再看上一节的例子（图13），假设输出电容值Cout 10uF，输出电容的ESR 1。则零点发生在16kHz。图15的波特图显示了添加此零点如何使不稳定的系统恢复稳定。回路的带

21、宽增加了，单位增益（0dB）的交点频率从30kHz移到了100kHz。到100kHz处该零点总共增加了81相移（Positive Phase Shift）。也就是减少了极点PL和P1造成的负相移（Negative Phase Shift）。 极点Ppwr处在500kHz，在100kHz处它仅增加了11的相移。累加所有的零、极点，0dB处的总相移为110。也就是有70的相位裕度，系统非常稳定。 这就解释了选择合适ESR值的输出电容可以产生零点来稳定LDO系统。ESR 和稳定性 通常所有的LDO都会要求其输出电容的ESR值在某一特定范围内，以保证输出的稳定性。 LDO制造商会提供一系列由输出电容E

22、SR和负载电流（Load Current）组成的定义稳定范围的曲线（图16：典型LDO的ESR稳定范围曲线），作为选择电容时的参考。要解释为什么有这些范围的存在，我们使用前面提到的例子来说明ESR的高低对相位裕度的影响。高ESR同样使用上一节提到的例子，我们假设10uF输出电容的ESR增加到20。这将使零点的频率降低到800Hz（图17：高ESR引起回路振荡的波特图）。 降低零点的频率会使回路的带宽增加，它的单位增益（0Db）的交点频率从100kHz 提高到2MHz。 带宽的增加意味着极点 Ppwr 会出现在带宽内（对比图15）。分析图17波特图中曲线的相位裕度，发现如果同时拿掉该零点和P1或

23、PL中的一个极点，对曲线的形状影响很小。也就是说该回路受到90 相移的低频极点和发生76 相移的高频极点Ppwr共同影响。尽管有 14 的相位裕度，系统可能会稳定。但很多经验测试数据显示，当ESR 10时，由于其它的高频极点的分布（在此简单模型中未表示）很可能会引入不稳定性。低ESR选择具有很低的ESR的输出电容，由于一些不同的原因也会产生振荡。继续沿用上一节的例子，假定10uF输出电容的ESR只有50m，则零点的频率会变到320kHz（图18：低ESR引起回路振荡的波特图）。不用计算就知道系统是不稳定的。两个极点P1和PL在0dB处共产生了180的相移。如果要系统稳定，则零点应该在0dB点之

24、前补偿正相移。然而，零点在320kHz处，已经在系统带宽之外了，所以无法起到补偿作用。输出电容的选择综上，输出电容是用来补偿LDO稳压器的，所以选择时必须谨慎。基本上所有的LDO应用中引起的振荡都是由于输出电容的ESR过高或过低。LDO的输出电容，通常钽电容是最好的选择（除了一些专门设计使用陶瓷电容的LDO，例如：LP2985）。测试一个AVX的4.7uF钽电容可知它在25时ESR为1.3，该值处在稳定范围的中心（图16）。另一点非常重要，AVX电容的ESR在40到125温度范围内的变化小于2:1。铝电解电容在低温时的ESR会变大很多，所以不适合作LDO的输出电容。必须注意大的陶瓷电容（1uF

25、）通常会用很低的ESR（20m），这几乎会使所有的LDO稳压器产生振荡（除了LP2985）。如果使用陶瓷电容就要串联电阻以增加ESR。大的陶瓷电容的温度特性很差（通常是Z5U型），也就是说在工作范围内的温度的上升和下降会使容值成倍的变化，所以不推荐使用。准LDO补偿 准LDO（图3）的稳定性和补偿，应考虑它兼有LDO和NPN稳压器的特性。因为准LDO稳压器利用NPN导通管，它的共集电极组合也就使它的输出极（射极）看上去有相对低的阻抗。然而，由于NPN的基极是由高阻抗PNP电流源驱动的，所以准LDO的输出阻抗不会达到使用NPN达林顿管的NPN稳压器的输出阻抗那样低，当然它比真正的LDO的输出阻抗

26、要低。也就是说准LDO的功率极点的频率比NPN稳压器的低，因此准LDO也需要一些补偿以达到稳定。当然了这个功率极点的频率要比LDO的频率高很多，因此准LDO只需要很小的电容，而且对ESR的要求也不很苛刻。例如，准LDO LM1085可以输出高达3A的负载电流，却只需10uF的输出钽电容来维持稳定性。准LDO制造商未必提供ESR范围的曲线图，所以准LDO对电容的ESR要求很宽松。低ESR的LDO国半（NS）的两款LCO，LP2985和LP2989，要求输出电容贴装象陶瓷电容一样超低ESR。 这种电容的ESR可以低到510m。 然而这样小的ESR会使典型的LDO稳压器引起振荡（图18）。为什么LP

27、2985在如此低ESR的电容下仍能够稳定工作？ 国半在IC内部放置了钽输出电容来补偿零点。这样做是为了将可稳定的ESR的上限范围下降。LP2985的ESR稳定范围是3到500M，因此它可以使用陶瓷电容。未在内部添加零点的典型LDO的可稳定的ESR的范围一般为100m-5，只适合使用钽电容并不适合使用陶瓷电容。要弄清ESR取之范围上限下降的原因，请参考图15。上文提到，此LDO的零点已被集成在IC内部。因此外部电容产生的零点必须处在足够高的频率，这样就不能使带宽很宽。否则，高频极点会产生很大的相移从而导致振荡。使用场效益管（FET）作为导通管LDO的优点LDO稳压器可以使用P-FET（P沟道场效

28、应管）作为导通管（图19：P沟道场效应管LDO内部结构框图）。为了阐述使用Pl-FET LDO 的好处，在PNP LDO（图2）中要驱动PNP功率管就需要基极电流。基极电流由地脚（ground pin）流出并反馈回反相输入电压端。因此，这些基极驱动电流并未用来驱动负载。它在LDO稳压器中耗损的功耗由下式计算： PWR（Base Drive）Vin Ibase （11）需要驱动PNP管的基极电流等于负载电流除以值（PNP管的增益）。在一些PNP LDO稳压器中值一般为1520（与负载电流相关）。此基极驱动电流产生的功耗可不是我们期望的（尤其是在电池供电的低功耗应用中）。P沟道场效应管（P-FET

29、）的栅极驱动电流极小，较好地解决这个问题。P-FET LDO稳压器的另一个优点，是通过调整场效应管（FET）的导通阻抗（ON-resistance）可以使稳压器的跌落电压更低。 对于集成的稳压器而言，在单位面积上制造的场效应功率管（FET power transistors）的导通阻抗会比双极型开关管（Bipolar ONP Devices）的导通阻抗低。这就可以在更小封装（Packages）下输出更大的电流。开关电源原理及其应用维修技术培训资料更多同类资料请访问这方热土专栏本资料只要不是用于商业目的，允许自由转载使用，否则追诉侵权责任。站长 编著第一部分：功率电子器件第一节：功率电子器件及其

30、应用要求功率电子器件大量被应用于电源、伺服驱动、变频器、电机保护器等功率电子设备。这些设备都是自动化系统中必不可少的，因此，我们了解它们是必要的。近年来，随着应用日益高速发展的需求，推动了功率电子器件的制造工艺的研究和发展，功率电子器件有了飞跃性的进步。器件的类型朝多元化发展，性能也越来越改善。大致来讲，功率器件的发展，体现在如下方面：1 器件能够快速恢复，以满足越来越高的速度需要。以开关电源为例，采用双极型晶体管时，速度可以到几十千赫；使用MOSFET和IGBT，可以到几百千赫；而采用了谐振技术的开关电源，则可以达到兆赫以上。2 通态压降（正向压降）降低。这可以减少器件损耗，有利于提高速度，

31、减小器件体积。3 电流控制能力增大。电流能力的增大和速度的提高是一对矛盾，目前最大电流控制能力，特别是在电力设备方面，还没有器件能完全替代可控硅。4 额定电压：耐压高。耐压和电流都是体现驱动能力的重要参数，特别对电力系统，这显得非常重要。5 温度与功耗。这是一个综合性的参数，它制约了电流能力、开关速度等能力的提高。目前有两个方向解决这个问题，一是继续提高功率器件的品质，二是改进控制技术来降低器件功耗，比如谐振式开关电源。总体来讲，从耐压、电流能力看，可控硅目前仍然是最高的，在某些特定场合，仍然要使用大电流、高耐压的可控硅。但一般的工业自动化场合，功率电子器件已越来越多地使用MOSFET和IGB

32、T，特别是IGBT获得了更多的使用，开始全面取代可控硅来做为新型的功率控制器件。第二节：功率电子器件概览一 整流二极管：二极管是功率电子系统中不可或缺的器件，用于整流、续流等。目前比较多地使用如下三种选择：1 高效快速恢复二极管。压降0.8-1.2V，适合小功率，12V左右电源。2 高效超快速二极管。0.8-1.2V，适合小功率，12V左右电源。3 肖特基势垒整流二极管SBD。0.4V，适合5V等低压电源。缺点是其电阻和耐压的平方成正比，所以耐压低（200V以下），反向漏电流较大，易热击穿。但速度比较快，通态压降低。目前SBD的研究前沿，已经超过1万伏。二大功率晶体管GTR 分为：单管形式。电

33、流系数：10-30。双管形式达林顿管。电流倍数：100-1000。饱和压降大，速度慢。下图虚线部分即是达林顿管。图1-1：达林顿管应用实际比较常用的是达林顿模块，它把GTR、续流二极管、辅助电路做到一个模块内。在较早期的功率电子设备中，比较多地使用了这种器件。图1-2是这种器件的内部典型结构。图1-2：达林顿模块电路典型结构两个二极管左侧是加速二极管，右侧为续流二极管。加速二极管的原理是引进了电流串联正反馈，达到加速的目的。这种器件的制造水平是1800V/800A/2KHz、600V/3A/100KHz左右（参考）。三 可控硅SCR可控硅在大电流、高耐压场合还是必须的，但在常规工业控制的低压、

34、中小电流控制中，已逐步被新型器件取代。目前的研制水平在12KV/8000A左右（参考）。由于可控硅换流电路复杂，逐步开发了门极关断晶闸管GTO。制造水平达到8KV/8KA，频率为1KHz左右。无论是SCR还是GTO，控制电路都过于复杂，特别是需要庞大的吸收电路。而且，速度低，因此限制了它的应用范围拓宽。集成门极换流晶闸管IGCT和MOS关断晶闸管之类的器件在控制门极前使用了MOS栅，从而达到硬关断能力。四 功率MOSFET又叫功率场效应管或者功率场控晶体管。其特点是驱动功率小，速度高，安全工作区宽。但高压时，导通电阻与电压的平方成正比，因而提高耐压和降低高压阻抗困难。适合低压100V以下，是比

35、较理想的器件。目前的研制水平在1000V/65A左右（参考）。商业化的产品达到60V/200A/2MHz、500V/50A/100KHz。是目前速度最快的功率器件。五 IGBT又叫绝缘栅双极型晶体管。这种器件的特点是集MOSFET与GTR的优点于一身。输入阻抗高，速度快，热稳定性好。通态电压低，耐压高，电流大。 目前这种器件的两个方向：一是朝大功率，二是朝高速度发展。大功率IGBT模块达到1200-1800A/1800-3300V的水平（参考）。速度在中等电压区域（370-600V），可达到150-180KHz。它的电流密度比MOSFET大，芯片面积只有MOSFET的40%。但速度比MOSFE

36、T低。尽管电力电子器件发展过程远比我们现在描述的复杂，但是MOSFET和IGBT，特别是IGBT已经成为现代功率电子器件的主流。因此，我们下面的重点也是这两种器件。第三节：功率场效应管MOSFET功率场效应管又叫功率场控晶体管。一原理：半导体结构分析略。本讲义附加了相关资料，供感兴趣的同事可以查阅。实际上，功率场效应管也分结型、绝缘栅型。但通常指后者中的MOS管，即MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。它又分为N沟道、P沟道两种。器件符号如下： N沟道 P沟道图1-3：MOSFET的图形符号MOS器件的电极分别为栅极

37、G、漏极D、源极S。和普通MOS管一样，它也有：耗尽型：栅极电压为零时，即存在导电沟道。无论VGS正负都起控制作用。增强型：需要正偏置栅极电压，才生成导电沟道。达到饱和前，VGS正偏越大，IDS越大。一般使用的功率MOSFET多数是N沟道增强型。而且不同于一般小功率MOS管的横向导电结构，使用了垂直导电结构，从而提高了耐压、电流能力，因此又叫VMOSFET。二特点：这种器件的特点是输入绝缘电阻大（1万兆欧以上），栅极电流基本为零。驱动功率小，速度高，安全工作区宽。但高压时，导通电阻与电压的平方成正比，因而提高耐压和降低高压阻抗困难。适合低压100V以下，是比较理想的器件。目前的研制水平在100

38、0V/65A左右（参考）。其速度可以达到几百KHz，使用谐振技术可以达到兆级。三参数与器件特性：无载流子注入，速度取决于器件的电容充放电时间，与工作温度关系不大，故热稳定性好。（1） 转移特性： ID随UGS变化的曲线，成为转移特性。从下图可以看到，随着UGS的上升，跨导将越来越高。IDUGS图1-4：MOSFET的转移特性（2） 输出特性（漏极特性）：输出特性反应了漏极电流随VDS变化的规律。 这个特性和VGS又有关联。下图反映了这种规律。IDIDVDSVGS 图中，爬坡段是非饱和区，水平段为饱和区，靠近横轴附近为截止区，这点和GTR有区别。图1-5：MOSFET的输出特性 VGS=0时的饱

39、和电流称为饱和漏电流IDSS。（3）通态电阻Ron：通态电阻是器件的一个重要参数，决定了电路输出电压幅度和损耗。 该参数随温度上升线性增加。而且VGS增加，通态电阻减小。（4）跨导： MOSFET的增益特性称为跨导。定义为： Gfs=ID/VGS 显然，这个数值越大越好，它反映了管子的栅极控制能力。（5）栅极阈值电压栅极阈值电压VGS是指开始有规定的漏极电流（1mA）时的最低栅极电压。它具有负温度系数，结温每增加45度，阈值电压下降10%。（6）电容 MOSFET的一个明显特点是三个极间存在比较明显的寄生电容，这些电容对开关速度有一定影响。偏置电压高时，电容效应也加大，因此对高压电子系统会有一

40、定影响。 有些资料给出栅极电荷特性图，可以用于估算电容的影响。以栅源极为例，其特性如下：VGSQG可以看到：器件开通延迟时间内，电荷积聚较慢。随着电压增加，电荷快速上升，对应着管子开通时间。最后，当电压增加到一定程度后，电荷增加再次变慢，此时管子已经导通。图1-6：栅极电荷特性（8）正向偏置安全工作区及主要参数MOSFET和双极型晶体管一样，也有它的安全工作区。不同的是，它的安全工作区是由四根线围成的。 最大漏极电流IDM：这个参数反应了器件的电流驱动能力。 最大漏源极电压VDSM：它由器件的反向击穿电压决定。 最大漏极功耗PDM：它由管子允许的温升决定。 漏源通态电阻Ron：这是MOSFET

41、必须考虑的一个参数，通态电阻过高，会影响输出效率，增加损耗。所以，要根据使用要求加以限制。IDVDSVDSMIDMPCMRON 图1-7：正向偏置安全工作区第四节：绝缘栅双极晶体管IGBT又叫绝缘栅双极型晶体管。一原理： 半导体结构分析略。本讲义附加了相关资料，供感兴趣的同事可以查阅。该器件符号如下：CCGEGE N沟道 P沟道图1-8：IGBT的图形符号注意，它的三个电极分别为门极G、集电极C、发射极E。图1-9：IGBT的等效电路图。上面给出了该器件的等效电路图。实际上，它相当于把MOS管和达林顿晶体管做到了一起。因而同时具备了MOS管、GTR的优点。二特点：这种器件的特点是集MOSFET

42、与GTR的优点于一身。输入阻抗高，速度快，热稳定性好。通态电压低，耐压高，电流大。它的电流密度比MOSFET大，芯片面积只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET略低。大功率IGBT模块达到1200-1800A/1800-3300V的水平（参考）。速度在中等电压区域（370-600V），可达到150-180KHz。三参数与特性： （1）转移特性ICUGE图1-10：IGBT的转移特性这个特性和MOSFET极其类似，反映了管子的控制能力。 （2）输出特性VCEVGEICID 图1-11：IGBT的输出特性它的三个区分别为：靠近横轴：正向阻断区，管子处于截止状态。爬坡区：饱和区，随着负载电流I

43、c变化，UCE基本不变，即所谓饱和状态。水平段：有源区。 （3）通态电压Von：IVONIGBTMOSFET图1-12：IGBT通态电压和MOSFET比较所谓通态电压，是指IGBT进入导通状态的管压降VDS，这个电压随VGS上升而下降。由上图可以看到，IGBT通态电压在电流比较大时，Von要小于MOSFET。MOSFET的Von为正温度系数，IGBT小电流为负温度系数，大电流范围内为正温度系数。（4）开关损耗： 常温下，IGBT和MOSFET的关断损耗差不多。MOSFET开关损耗与温度关系不大，但IGBT每增加100度，损耗增加2倍。 开通损耗IGBT平均比MOSFET略小，而且二者都对温度比

44、较敏感，且呈正温度系数。 两种器件的开关损耗和电流相关，电流越大，损耗越高。（5）安全工作区与主要参数ICM、UCEM、PCM： IC UCE 安全工作区 ICM UCEMIGBT的安全工作区是由电流ICM、电压UCEM、功耗PCM包围的区域。图1-13：IGBT的功耗特性最大集射极间电压UCEM：取决于反向击穿电压的大小。最大集电极功耗PCM：取决于允许结温。最大集电极电流ICM：则受元件擎住效应限制。所谓擎住效应问题：由于IGBT存在一个寄生的晶体管，当IC大到一定程度，寄生晶体管导通，栅极失去控制作用。此时，漏电流增大，造成功耗急剧增加，器件损坏。安全工作区随着开关速度增加将减小。 （6）栅极偏置电压与电阻IGBT特性主要受栅极偏置控制，而且受浪涌电压影响。其di/dt明显和栅极偏置电压、电阻Rg相关，电压越高，di/dt越大，电阻越大，di/dt越小。而且，栅极电压和短路损坏时间关系也很大，栅极偏置电压越高，短路损坏时间越短。第二部分：开关电源基础第一节：开关电源的基本控制原理一开关电源的控制结构：一般地，开关电源大致由输入电路、变换器、控制电路、输出电路四个主体组成。如果细致划分，它包括：输入滤波、输入整流、开关电路、采样、基准电源、比较放大、震荡器、V/F转换、基极驱动、输出整流、输出滤波电路等。实际