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1、目录目录错误！未定义书签。摘要错误！未定义书签。Abstract错误！未定义书签。1. 前言错误！未定义书签。2. 数字化方式错误！未定义书签。2.1脉冲编码调制错误！未定义书签。2.1.1脉冲编码调制的基本原理错误！未定义书签。2.1.2脉冲编码调制中的噪声影响错误！未定义书签。2.2增量调制错误！未定义书签。2.2.1脉冲编码调制的基本原理错误！未定义书签。2.2.2增量调制系统中的量化噪声错误！未定义书签。3. 数字基带传输系统错误！未定义书签。3.1基带传输的常用码型错误！未定义书签。3.1.1 AMI码错误！未定义书签。3.1.2 HDB3码 错误！未定义书签。3.1.3双相码错误！
2、未定义书签。3.1.4密勒码错误！未定义书签。3.2数字基带信号传输与码间串扰错误！未定义书签。4. 编码方式错误！未定义书签。4.1循环码原理错误！未定义书签。4.2循环码的编解码方法错误！未定义书签。4.2.1循环码的编码方法错误！未定义书签。4.2.2循环码的解码方法错误！未定义书签。5. 数字带通传输系统错误！未定义书签。5.1二进制频移键控错误！未定义书签。5.1.1 2FSK的基本原理错误！未定义书签。5.1.2 2FSK系统的抗噪声性能错误！未定义书签。5.2二进制相移键控错误！未定义书签。5.2.1 2PSK的基本原理错误！未定义书签。5.2.2 2PSK系统的抗噪声性能错误！
3、未定义书签。5.3二进制数字调制系统的性能比较错误！未定义书签。6. 衰落信道错误！未定义书签。7. 仿真结果分析错误！未定义书签。7.1脉冲编码调制仿真错误！未定义书签。7.2 PSK调制信号仿真错误！未定义书签。7.3加衰落信道后仿真错误！未定义书签。7.4 2PSK解调信号仿真错误！未定义书签。7.5输入输出比较图错误！未定义书签。8. 小结错误！未定义书签。9. 参考文献错误！未定义书签。附录（程序）错误！未定义书签。摘要在数字通信系统中，需要将输入的数字序列映射为信号波形在信道中传输， 此时信源输出数字序列，经过信号映射后成为适于信道传输的数字调制信号，并 在接收端对应进行解调恢复出
4、原始信号。本文主要研究了数字信号的传输的基本概念及数字信号传输的传输过程和 如何用MATLAB软件仿真设计数字传输系统。首先介绍了本课题的理论依据， 包括脉冲编码调制，数字基带传输系统，数字带通传输系统，以及信道的衰落等 部分。然后按照仿真过程基本步骤用MATLAB的仿真工具实现了各个部分系统的 的MATLAB仿真过程，对系统进行了分析。关键词：脉冲编码调制,HDB3码，循环码,PSK,衰落信道AbstractIn digital communication systems, the need to map the sequence of the input digital signal wa
5、veforms transmitted in the channel, the source output digital sequence, after the signal is mapped to become suitable for the transmission of the channel digital modulated signal, and corresponding to the receiving end decompresses adjustedtorecovertheoriginalsignal.This paper studies the basic conc
6、epts of digital signal transmission and transmission of digital signal transmission process and how to design digital transmission system using MATLAB software simulation. First introduced the theoretical basis of this issue, including the part of the pulse-code modulation, digital baseband transmis
7、sion system, the digital bandpass transmission system, as well as channel fading. The basic steps then follow the simulation with MATLAB simulation tool the MATLAB simulation process of the various parts of the system, the system wasanalyzed.Keywords: Pulse Code Modulation, HDB3 code, cyclic code, P
8、SK, fading channel.1.前言此次的课程设计，任务丰富有趣。通过课程设计，使自己加强对电子电路 的理解，学会对电路分析计算以及设计。进一步提高分析解决实际问题的能力， 通过完成综合设计型和创新性实验及训练，创造一个动脑动手、独立开展电路实 验的机会，锻炼分析、解决电子电路问题的实际本领，实现由课本知识向实际能 力的转化；加深对通信原理的理解，提高对现代通信系统的全面认识，增强自己 的实践能力。通信原理的主要内容就是怎样可靠而有效地实现信息的传输。要使这些传输 方法成为现实，就需要制作出相应的发送设备及接收设备。然后在发送端，我们 把欲传送的信息变换成某种适宜的信号并将之输入传输
9、媒体（电缆，光缆，无线 电波等）。在接收端，信号又从媒体输入接收设备，我们再以同发端相反的过程 恢复出原来所发送的信息。根据所学的知识，我们知道在什么样的情况下应该选 择什么样的传输方式，并能判断出噪声，信道，传输方式等因素将会怎样影响对 我们来说非常重要的一些通信指标，如信噪比，误码率等。一个典型的通信系统如图示：1;发送设备2. 数字化方式2.1脉冲编码调制通常把从模拟信号抽样，量化，直到变换成为二进制符号的基本过程，称为 脉冲编码调制，简称脉码调制，即PCM。2.1.1脉冲编码调制的基本原理脉码调制是将模拟信号变换成二进制信号的常用的方法，于20世纪40年代， 在通信技术中就已经实现了这
10、种编码技术。目前，它不仅用于通信领域，还广泛 应用于计算机，遥控遥测，数字仪表，广播电视等许多领域。在这些领域中，有 时将其称为“模拟/数字变换”。实质上，脉码调制和A/D变换的原理是一样的。PCM系统的原理方框图如图2.1所示。在编码器中由冲激脉冲对模拟信号 抽样，得到在抽样时刻上的信号抽样值。这个抽样值仍是模拟量。在它量化之前， 通常用保持电路将其短暂保存，以便电路有时间对其进行量化。在实际电路中， 常把抽样和保持电路作在一起，称为抽样保持电路。图中的量化器把模拟抽样信 号变成离散的数字量，然后在编码器中进行二进制编码。这样，每个二进制码组 就代表一个量化后的信号抽样值。图中译码器的原理和
11、编码过程相反。模拟信号输 出在用电路实现时，量化器和编码器常构成一个不能分离的编码电路，这种编 码电路有不同的实现方案，最常用的一种方案称为逐次比较编码。2.1.2脉冲编码调制中的噪声影响PCM系统中的噪声有两种，即量化噪声和传输中引入的加性噪声。首先讨论加性噪声的影响，加性噪声将使将使接收码组中产生错码，造成信 噪比下降。通常仅需考虑在码组中有一位错码的情况，因为在同一码组中出现两 个以上错码的概率非常小，可以忽略。可以仅考虑比较简单的情况，即仅讨论白 色高斯加性噪声对均匀量化的自然码的影响。此时，可以认为码组中出现的错码 是彼此独立的和均匀分布的。设码组长度为N位，由式2-1得，PCM系统
12、的输 出信号量噪比仅和编码位数N有关，且随N按指数规律增大。S/Nq=M2=22N（式2-1）另一方面，对于一个频带限制在fH的低通信号，按照抽样定理，要求抽样 速率不低于2fH次/秒。对于PCM系统，这相当于要求传输速率至少为2NfH（b/s）。 故要求带宽B至少等于NfH（Hz），用B表示N带入式2-1，得到S/N =22出/）（式 2-2）式2-2表明，当低通信号最高频率站给定时，PCM系统的输出信号量噪比 随系统的带宽B按指数规律增长。2.2增量调制2.2.1脉冲编码调制的基本原理增量调制可以看出是一种最简单的DPCM （差分脉冲编码调制），当DPCM 系统中量化器的量化电平数取为2时
13、，此DPCM系统就是一个增量调制系统。 其原理框图如图2.2示。编码器译码器图2.2增量调制原理方框图在实用中，为了简单起见，通常用一个积分器来代替上述“延迟相加电路” 并将抽样器放到相加器后面，与量化器合并为抽样判决器。2.2.2增量调制系统中的量化噪声由上述增量调制原理可知，译码器恢复的信号是阶梯形电压经过低通滤波器 平滑后的解调电压。它与编码器输入模拟信号的波形近似，但是存在失真。将这 种失真称为量化噪声。这种量化噪声产生的原因有两个。第一个原因是由于编码、 译码时用阶梯波形去近似表示模拟信号波形，由阶梯本身的电压突跳产生失真， 这是增量调制的基本量化噪声，又称一般量化噪声，它伴随着信号
14、永远存在，即 只要有信号，就有这种噪声。第二个原因是信号变化过快引起失真，这种失真称 为过载量化噪声，它发生在输入信号斜率的绝对值过大时。由于当抽样频率和量 化台阶一定时，阶梯波的最大可能斜率是一定的。若信号上升的斜率超过阶梯波 的最大可能斜率，则阶梯波的上升速度赶不上信号的上升速度，就发生了过载量 化噪声。3. 数字基带传输系统未经调制的数字信号所占据的频谱是从零频或很低频率开始，称为数字基带 信号。在某些具有低通特性的有线信道中，特别是在传输距离不太远的情况下， 基带信号可以不经过载波调制而直接进行传输。例如，在计算机局域网中直接传 输基带脉冲。这种不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统
15、，称为数字基带 传输系统，而把包括调制和解调过程的传输系统称为数字带通传输系统。基带传输中，并不是所以的基带波形都适合在信道中传输。一般情况下，对 传输用的基带信号主要有两个方面的要求：（1）原始消息代码必须编成适合于传 输用的码型；（2）电波形应适合于基带系统的传输。传输码的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件。在选择传输码型 时，一般应考虑以下原则：（1）不含直流，且低频分量尽量少；（2）应含有丰富的 定时信息，以便于从接收码流中提取定时信号；（3）功率谱主瓣宽度窄，以节省 传输频带；（4）不受信息源统计特性的影响；（5）具有内在的检错能力，即码型 应具有一定规律性，以便利用这一规律性
16、进行宏观监测；（6）变译码简单，以降 低通信延时和成本。几种常用的传输码型包括HDB3码，AMI码，Manchester码，Miller码， CMI码等。3.1基带传输的常用码型3.1.1 AMI 码AMI（Alternative Mark Inversion）码全称是传号交替反转码，其编码规则是将消息码的“ 1”（传号）交替的变换为“+1”和“-1”，而“0”（空号）保持不变。例如：消息码：011 0 0 0 0 0 0 011 0 011AMI 码：0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 -1 +1 0 0 -1+1AMI码对应的波形是具有正、负、零三种电平的脉冲序列。它可以看成是单极
17、 性波形的变形，即“0”仍对应零电平，而“1”交替对应正、负电平。AMI码的优点是，没有直流成分，且高、低频分量少，能量集中在频率为 1/2码速处；编码电路简单，且可利用传号极性交替这一规律观察误码情况；如 果它是AMI-RZ波形，接收后只要全波整流，就可以变成单极性RZ波形，从中 可以提取位定时分量。AMI码的缺点是，当原信码出现长连“0”串时，信号的电平长时间不跳变， 造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用HDB3码。3.1.2 HDB3 码HDB3 （3nd Order High Density Bipolar ）码全称是三阶高密度双极性码。它 是AMI码的一种改
18、进型，改进目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，使 连“0”个数不超过3个。其编码规则是：（1）检查消息码中“0”的个数。当连 “0”数目小于等于3时，HDB3码与AMI码一样，+1与-1交替；（2）当连“0” 数目超过3时，将每4个连“0”化作一小节，定义为B00V，称为破坏节，其 中V称为破坏脉冲，而B称为调节脉冲；（3）V与前一个相邻的非“0”脉冲的 极性相同（这破坏了极性交替的规则，所以V称为破坏脉冲），并且要求相邻的 V码之间极性必须交替。V的取值为+1或-1；（4）B的取值可选0、+1、-1，以 使V同时满足（3）的两个要求；（5）V码后面的传号码极性也要交替。例如：消息码：1
19、0 0 001 0 0 0011 0 0 000 0 001AMI 码：-1 0 0 00+1 0 0 00-1+1 0 0 000 0 00 -1HDB3 码：-1000-V+1 0 0 0+V-1+1 -B 0 0 -V+B0 0 +V -1其中的其中V脉冲和B脉冲与1脉冲波形相同，用V或B符号表示的目的是为 了示意该非“0”码是由原信码的“0”变换而来的。HDB3码的编码虽然比较复杂，但解码却比较简单。从上述编码规则看出， 每一个破坏脉冲V总是与前一非“0”脉冲同极性。这就是说，从收到的符号序 列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定V符号及其前面的三个符号必是连 “0”符号，从而恢复四个
20、连“0”码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。HDB3码除了具有AMI码的优点外，同时还将连“0”码限制在三个以内， 使得接收时能保证定时信息的提取。因此，HDB3码是目前应用最为广泛的码型， A律PCM四次群以下的接口码型均为HDB3码。3.1.3双相码双相码又称曼彻斯特（Manchester）码。它用一个周期的正负对称方波表示 “0”，而用其反相波形表示“1”。编码规则之一是：“0”码用“01”两位码表示， “1”码用“ 10”两位码表示，例如：消息码：1100101双相码：10 10 01 01 10 01 10双相码波形是一种双极性NRZ波形，只有极性相反的两个电平。它在每个码元
21、 间隔的中心点都存在电平跳变，所以含有丰富的位定时信息，且没有直流分量， 编码过程也简单。缺点是占用带宽加倍，使频带利用率降低。双相码使用于数据终端设备近距离上传输，局域网常采用该码作为传输码 型。3.1.4密勒码密勒（Miller ）码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。它的编码规则 如下：“1”码用码元中心点出现跃变来表示，即用“10”或“01”表示。“0”码 有两种情况：单个“0”时，在码元持续时间内部不出现电平跃变，且与相邻码 元的边界处也不跃变，连“0时”，在两个“0”码的边界处出现电平跃变，即“00” 与“ 11”交替。双相码密勒码图3.1双相码、密勒码波形图3.1示出了代码序列
22、为11010010时，双相码和密勒码的波形。由密勒码 波形可见，若两个“ 1”码中间有一个“0”码时，密勒码流中出现最大宽度为 2TS的波形，即两个码元周期。这一性质可用来进行宏观检错。比较图3.1的两个波形还可以看出，双相码的下降沿正好对应于密勒码的跃 变沿。因此，用双相码的下降沿去触发双稳电路，即可输出密勒码。密勒码最初 用于气象卫星和磁记录，现在也用于低速基带数传机中。3.2数字基带信号传输与码间串扰图3.2是一个典型的数字基带信号传输系统方框图。它主要由发送滤波器 （信道信号形成器）、信道、接收滤波器和抽样判决器组成。为了保证系统可靠 有效地工作，还应有同步系统。信道信号形成器图3.2
23、数字基带传输系统方框图误码是由接收端抽样判决器的错误判决造成的，而造成错误判决的原因主要 有两个：一个是码间串扰，另一个是信道加性噪声的影响。所谓码间串扰(ISI)， 是由于系统传输总特性(包括收、发滤波器和信道的特性)不理想，导致前后码 元的波形畸变、展宽，并使前面波形出现很长的拖尾，蔓延到当前码元的抽样时 刻上，从而对当前码元的判决造成干扰，码间串扰严重时，会造成错误的判决。由此可见，码间串扰和信道噪声是影响基带传输系统性能的两个主要因素。消除码间串扰的基本思想就是相邻码元的前一个码元的波形到达后一个码 元抽样判决时刻已经衰减到0，但是这不容易实现，因为实际中的冲激响应波形 h(t)波形有
24、很长的“拖尾”，也正是由于每个码元的“拖尾”造成了对相邻码元 的串扰，但只要让它在Ts+t。、2Ts+t0等后面码元抽样判决时刻上正好为0，就能 消除码间串扰。 s s 如上所述，只要基带传输系统的冲激响应h(t)仅在本码元的抽样时刻上有 最大值，并在其他码元的抽样时刻均为0，则可消除码间串扰。也就是说，若h(t) 的抽样值除了在t=0时不为零外，在其他所有抽样点上均为零，就不存在码间串 扰。奈奎斯特(Nyquist)第一准则为我们提供了检验一个给定的传输系统特性 H(W)是否产生码间串扰的一种方法，其物理意义是：将H(W)在W轴上以2n /T S 为间隔切开，然后飞段沿W轴平移到(-n /T
25、S，n /TS)区间内，将他们进行叠加， 其结果应当为一常数。这一过程可以归述为;一个实际的H(W)特性若能等效成 一个理想低通滤波器，则可实现无码间串扰。4. 编码方式简单的实用编码方式包括奇偶监督码，二维奇偶监督码，恒比码，正反码等， 每种编码所依据的原理各不相同，其中奇偶监督吗的编码原理是利用代数关系式 产生监督位。我们把这类建立在代数学基础上的编码称为代数码。在代数码中， 常见的是线性码。在线性码中信息位和监督位是由一些线性代数方程联系着的， 或者说，线性码是按照一组线性方程构成的。常见的线性码包括汉明码和循环码。 4.1循环码原理在线性分组码中，有一种重要的码称为循环码(cyclic
26、 code)。它是在严密的 代数学理论基础上建立起来的。这种码的编码和解码设备都不太复杂，而且检错 能力较强。循环码除了具有线性码的一般性质外，还具有循环性。循环性是指任 一码组循环一位以后，仍为该码中的一个码组。一般来说，若(an-1an_2a0)是 循环码的一个码组，则循环移位后的码组(a a a a),(a a a a)，、，n-2 n-30 n-1n-3 n-4n-1 n-2也是该编码中的码组。根据循环码的生成矩阵G，就可以由k个信息位得出整个码组，而且生成矩 阵G的每一行都是一个码组。在循环码中，一个(n,k)码又2k个不同的码组。若 用g(x)表示其中前(k-1)位皆为“0”的码组
27、，则g(x)，xg(x)，x2g(x)xk-1g(x)都是 码组，而且这k个码组都是线性无关的。因此它们可以用来构成此循环码的生成 矩阵G。在循环码中出去全“0”码组外，再没有联系k位均为“0”的码组，即连“0” 的长度最多只能有(k-1)位。否则，在经过若干次循环移位后将得到一个k位信息 位全为“0”，但监督位不全为“0”的一个码组。这在线性码中显然是不可能的。 因此，g(x)必须是一个常数一个多项式。因为如果有两个，则由码的封闭性，把 这两个相加也应该是一个码组，且此码组多项式的次数将小于(n-k)，即连续“0” 的个数多于k-1。显然，这是与前面的结论矛盾的，故是不可能的。我们称这唯 一
28、的(n-k)次多项式g(x)为码的生成多项式。一旦确定了 g(x)，则整个(n，k) 循环码就被确定了。4.2循环码的编解码方法4.2.1循环码的编码方法在编码时，首先要根据给定的(n，k)值选定生成多项式g(x)，即从(xn+1) 的因子中选一个(n-k)次多项式作为g(x)。编码步骤可以归纳如下：(1)用xn-k乘m(x)。这一运算实际上是在信息码后附加上(n-k)个“0”。其 中，m(x)为信息码多项式，其次数小于k。用g(x) 除 xn-km(x)，得到商Q(x)和余式r(x)。(3)编出的码组T(x)为T(x)=xn-km(x)+r(x)(式 4-1)4.2.2循环码的解码方法接收端
29、解码的要求有两个：检错和纠错。达到检错目的的解码原理十分简单。由于任意一个码组多项式T(x)都应该能 被生成多项式g(x)整除，所以在接收端可以将接收码组R(x)用原生成多项式g(x) 去除。当传输中未发生错误时，接收码组与发送码组相同，即R(x)= T(x)，故接 收码组R(x)必定能被g(x)整除；若码组在传输中发生错误，则R(x)#T(x)，R(x) 被g(x)除时可能除不尽而有余项。因此，我们就以余项是否为零来判别接收码组 中有无错码。原则上，纠缠可按照以下步骤进行：(1)用生成多项式g(x)除接收码组R(x)， 得出余式r(x)； (2)按余式r(x)，用查表的方法或通过某种计算得到
30、错误图样E(x)。 (3)从R(x)中减去E(x)，便得到已经纠正错码的原发送码组T(x)。这种方法叫 补错解码法。对于循环码来说，除了用补错解码法外，还有大数逻辑解码等算法。5. 数字带通传输系统前面已经介绍了数字信号的基带传输，然而实际中的大多数信号因具有带通 特性而不能直接传送基带信号，为了使数字信号在带通信道中传输，必须用数字 基带信号对载波进行调制，以使信号与信道的特性相匹配。这种用数字基带信号 控制载波，把数字基带信号变为数字带通信号的过程称为数字调制。在接收端通 过解调器把带通信号还原成数字基带信号的过程称为数字解调。5.1二进制频移键控5.1.1 2FSK的基本原理频移键控(F
31、SK)是利用载波的频率变化来传递数字信息。在2FSK中，载 波的频率随二进制基带信号在f1和f2两个频率点间变化。故当发送 “ 1 ” 时，E2FSK(t)=Acos(Wt+? n)(式 5-1)当发送 “ 0 ” 时，E2FSK(t)=Acos(w2t+0 n)(式 5-2)其可以简化为 E2FSK(t)=S 1 (t)cosw1t+ S2(t)cosw2t(式 5-3)2FSK信号的产生方法主要有两种。一种可以采用模拟调频电路来实现；另 一种可以采用键控法来实现，即在二进制基带矩形脉冲序列的控制下通过开关电 路对两个不同的独立频率源进行选通，使其在每一个码元Ts期间输出f1或f2两 个载波
32、之一。如图5.1所示。这两种方法产生2FSK信号的差异在于：由调频法 产生的2FSK信号在相邻码元之间的相位是连续变化的。而键控法产生的2FSK 信号，是由电子开关在两个独立的频率源之间转换形成，故相邻码元之间的相位 不一定连续。图5.1键控法产生2FSK信号的原理图2FSK信号的常用解调方法是采用如图5.2示的非相干解调(包络检波)和 相干解调。其解调原理是将2FSK信号分解为上下两路2ASK信号分别进行解调， 然后进行判决。这里的抽样判决是直接比较两路信号抽样值的大小，可以不专门 设置门限。判决规则应与调制规则相呼应，调制时若规定“1”符号对应载波频 率，则接收时上支路的样值较大，应判为“
33、1”；反之则判为“0”。带通滤J包络检-波器W1波器E2FSK脉冲卜抽样判 决器带通滤）包络检八波器W2波器非相干解调相干解调图5.2 2FSK解调原理图除此之外，2FSK信号还有其他解调方法，比如鉴频法、差分检测法、过零 检测法等。其中，过零检测法的原理基于2FSK信号的过零点数随不同频率而异， 通过检测过零点数目的多少，从而区分两个不同频率的信号码元。2FSK在数字通信中应用较为广泛。国际电信联盟（ITU）建议在数据率低 于1200b/s时采用2FSK体制。2FSK可以采用非相干接收方式，接收时不必利用 信号的相位信息，因此特别适合应用于衰落信道/随参信道的场合，这些信道会 引起信号的相位
34、和振幅随机抖动和起伏。5.1.2 2FSK系统的抗噪声性能根据以上分析，2FSK信号的解调方法的解调方法有多种，而误码率和接收 方法相关。其中常用的为同步检测法和包络检波法两种方法。在同步检测法性能分析模型中，解调器采用两个带通滤波器来区分中心频率 分别为f1和f2的信号。中心频率为匕的带通滤波器只允许中心频率为的信号 频谱成分通过，而滤除中心频率为f2的信号频谱成分；中心频率为f2的带通滤 波器只允许中心频率为f2的信号频谱成分通过，而滤除中心频率为匕的信号频 谱成分。采用同步检测法时2FSK系统的总误码率为Pe=1/2erfc（）（式 5-4） 式中，r=a2/2。2为解调器输入端的信噪比
35、。在大信噪比条件下，式5-4可近似表 示为P =1/ - e-r/2（式 5-5）e同理可得，2FSK信号包络检波法时系统的总误码率为P =1/2 - e-r/2（式 5-6）e由此可见，在大信噪比条件下，2FSK信号包络检波时的系统性能与同步检 测时的性能相差不大，但同步检测法的设备却复杂的多。因此，在满足信噪比要 求的场合，多采用包络检波法。5.2二进制相移键控5.2.1 2PSK的基本原理相移键控是利用载波的相位变化来传递数字信息，而振幅和频率保持不变。 在2PSK中，通常用初始相位0和n分别表示二进制“1”和“0”。因此，2PSK 信号的时域表达式为E2PSK（t）=Acos（wct+
36、? n）（式 5-7）其中，当发送“0”时， n=0；当发送“ 1”时， n=n。2PSK信号的调制原理框图如图5.3示，键控法图5.3 2PSK信号的调制原理框图2PSK信号的解调通常采用相干解调法，解调器原理框图如图5.4所示。图5.4 2PSK信号的解调原理图需要注意的是，2PSK信号的载波恢复过程中存在着180o的相位模糊，即恢复的 本地载波与所需的相十载波可能同相，也可能反相，这种相位关系的不确定性将 会造成解调出的数字基带信号与发送的数字基带信号正好相反。这种现象称为 2PSK的“倒兀现象”或“反相工作”。5.2.2 2PSK系统的抗噪声性能2PSK相十解调方式又称为极性比较法，其
37、性能分析模型如图5.5所示心、山带通滤 用泰哭 低通滤 抽样判发送而*信道波器9相乘器计波器-决器 T2coswc定时脉冲t C图5.6 2PSK信号相干解调系统性能分析模型2PSK信号相干解调时系统的总误码率为Pe=1/2erfc（）（式 5-8）在大信噪比条件下，上式可近似为P =1/ - e-r（式 5-9）e5.3二进制数字调制系统的性能比较误码率是衡量一个数字通信系统性能的重要指标。在信道高斯白噪声的干扰 下，各种二进制数字调制系统的误码率取决于解调器输入信噪比，而误码率表达 式的形式则取决于解调方式。对同一调制方式，采用相干解调方式的误码率低于 采用非相干解调方式的误码率。若采用相
38、同的解调方式，在误码率Pe相同的情 况下，所需要的信噪比2ASK比2FSK高3DB，2FSK比2PSK高3DB。反过来， 若信噪比r 一定，2PSK系统的误码率比2FSK的小，2FSK系统的误码率比2ASK 的小，由此看来，在抗加性高斯白噪声方面，相干2PSK性能最好，2FSK次之， 2ASK最差。在频带宽度方面，当信号码元宽度为Ts时，2ASK系统和2PSK系统的频带 宽度近似为2/Ts，而2FSK系统的频带宽度近为田2司+2/。因此，从频带利用率 上看，2FSK系统的频带利用率最低。综上所述，如果抗噪声性能是最主要的，应该考虑相十2PSK和2DPSK， 而2ASK最不可取；如果要求较高的频
39、带利用率，则应选择相十2PSK和2DPSK 及2ASK，而2FSK最不可取；如果要求较高的功率利用率，则应选择相十2PSK 和2DPSK，而2ASK最不可取；若传输信道为随参信道，则2FSK具有更好的 适应能力。6.衰落信道由于多径和移动台运动等影响因素，使得移动信道对传输信号在时间、频率 和角度上造成了色散，如时间色散、频率色散、角度色散等等，因此多径信道的 特性对通信质量有着至关重要的影响。根据不同无线环境，接收信号包络一般服 从几种典型分布，如瑞利分布、莱斯分布和Nakagami-m分布。在无线通信信道环境中，电磁波经过反射折射散射等多条路径传播到达接 收机后，总信号的强度服从瑞利分布。
40、同时由于接收机的移动及其他原因， 信号强度和相位等特性又在起伏变化，故称为瑞利衰落。如果收到的信号中除了经反射折射散射等来的信号外，还有从发射机 直接到达接收机 （如从卫星直接到达地面接收机）的信号，那么总信号的 强度服从莱斯分布，故称为莱斯衰落。一般来说，多路信号到达接收机的时间有先有后，即有相对时（间） 延（迟）。如果这些相对时延远小于一个符号的时间，则可以认为多路信号 几乎是同时到达接收机的。这种情况下多径不会造成符号间的干扰。这种 衰落称为平坦衰落，因为这种信道的频率响应在所用的频段内是平坦的。相反地，如果多路信号的相对时延与一个符号的时间相比不可忽略， 那么当多路信号迭加时，不同时间
41、的符号就会重叠在一起，造成符号间的 干扰。这种衰落称为频率选择性衰落，因为这种信道的频率响应在所用的 频段内是不平坦的。至于快衰落和慢衰落，通常指的是信号相对于一个符号时间而言的变化的 快慢。粗略地说，如果在一个符号的时间里，变化不大，则认为是慢衰落。 反之，如果在一个符号的时间里，有明显变化，则认为是快衰落。理论上 对何为快何为慢有严格的数学定义。瑞利分布是一个均值为0，方差为。2的平稳窄带高斯过程，其包络的一维 分布是瑞利分布。瑞利分布是最常见的用于描述平坦衰落信号接收包络或独立多径分量接受 包络统计时变特性的一种分布类型。两个正交高斯噪声信号之和的包络服 从瑞利分布。瑞利衰落能有效描述存
42、在能够大量散射无线电信号的障碍物的无线传 播环境。若传播环境中存在足够多的散射，则冲激信号到达接收机后表现 为大量统计独立的随机变量的叠加，根据中心极限定理，则这一无线信道 的冲激响应将是一个高斯过程。如果这一散射信道中不存在主要的信号分 量，通常这一条件是指不存在直射信号（LoS），则这一过程的均值为0，且 相位服从0到2n的均匀分布。即，信道响应的能量或包络服从瑞利分布。 若信道中存在一主要分量，例如直射信号（LoS），则信道响应的包络服从莱斯分布，对应的信道模型为莱斯衰落信道。通常将信道增益以等效基带信号表示，即用一复数表示信道的幅度和 相位特性。由此瑞利衰落即可由这一复数表示，它的实部
43、和虚部服从于零 均值的独立同分布高斯过程。在MIMO中，传统的多天线被用来增加分集度从而克服信道衰落。具 有相同信息的信号通过不同的路径被发送出去，在接收机端可以获得数据 符号多个独立衰落的复制品，从而获得更高的接收可靠性。举例来说，在 慢瑞利衰落信道中，使用1根发射天线n根接收天线，发送信号通过n个 不同的路径。如果各个天线之间的衰落是独立的，可以获得最大的分集增 益为n，平均误差概率可以减小到，单天线衰落信道的平均误差概率为。对 于发射分集技术来说，同样是利用多条路径的增益来提高系统的可靠性。 在一个具有m根发射天线n根接收天线的系统中，如果天线对之间的路径 增益是独立均匀分布的瑞利衰落，
44、可以获得的最大分集增益为mn。智能天线技术也是通过不同的发射天线来发送相同的数据，形成指向某些用户的 赋形波束，从而有效的提高天线增益，降低用户间的干扰。广义上来说， 智能天线技术也可以算一种天线分集技术。分集技术主要用来对抗信道衰 落。相反，MIMO信道中的衰落特性可以提供额外的信息来增加通信中的 自由度(degrees of freedom )。从本质上来讲，如果每对发送接收天线之间的 衰落是独立的，那么可以产生多个并行的子信道。如果在这些并行的子信道上传输不同的信息流，可以提供传输数据速率，这被成为空间复用。需 要特别指出的是在高SNR的情况下，传输速率是自由度受限的，此时对于 m根发射
45、天线n根接收天线，并且天线对之间是独立均匀分布的瑞利衰落 的。7.仿真结果分析7.1脉冲编码调制仿真原始时间函数为 SignalInput=1+0.45*sin(pi*t/120)+0.55*cos(pi*t/15)图7.1 PCM编码图由图可见，此仿真结果基本成功。7.2 PSK调制信号仿真原始信号频谱2PSK信号频谱图7.2 PSK信号频谱图二进制信号序列2PSK调制信号Signal Input7.3加衰落信道后仿真10.50-0.5-100.511.522.533.544.55x 105Signal Outputx 105图7.4加衰落信道仿真7.4 2PSK解调信号仿真图7.5经抽样判
46、决后信号频谱400300200100005001000150020002500300035004000图7.77.5输入输出比较图输入信号输出信号8 .小结在本次设计的过程中，由于开始对于题目要求几乎不了解，所以遇到了很大 的困难，而且网上和图书馆里相干的资料都非常的少，这给开始的设计带来了很 大的麻烦。经过各方面的搜索，最终综合各方面的知识，得出了设计的方案。但 在此过程中，我也学到了很多知识，如论文资料的查找方面，可以在图书馆、知 网、中国期刊网等网站，相信这些经历对以后的学习也有非常大的帮助。通过此次课程设计，我对整个通信系统有了进一步的认识，收获颇多。同时， 我也将理论与实践相结合，这种结合我感到是件非常美妙的事。在具体设计的过程中，我不断地给自己提出新的问题，然后去论证、推翻， 再接着提出新的问题。在这个循环往复的过程中，我这篇稚嫩的设计
