三相异步电机双PWM驱动控制系统.docx

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1、光电学院10级 电力电子与电力拖动研究生考试日期： 月 日印刷份数:份形式开卷闭卷密编号：上海理工大学研究生试题2010 /2011 学年第 二 学期课程名称：电力传动系统驱动与控制技术教师 签章：年 月 日教研室主任审查意见：签章：年 月 日1. 试题原稿请于考试前2周送研究生部。2. 编号栏由研究生部填写。上海理工大学研究生课程试题*共2页第2 页2010/2011学年第二学期考试课程电力传动系统驱动与控制技术学号_姓名 得分三相异步电机双PWM驱动控制系统设计与仿真常规功率变换器能实现交流电压幅值、频率和相数的改变，并能改善电能质量，在实际 中得到非常广泛的应用。但常见的功率变换器，由于

2、其整流环节不可控，存在网侧功率因数 低、谐波含量高等缺点，因而限制了它的应用范围。双PWM变换器采用全控型功率开关器 件，并引入PWM控制技术实现对整流部分的控制，能有效地消除变频装置对电网的谐波污 染，提高功率因数，实现再生能量向电网回馈。三相双PWM变频电源可分为PWM整流器和PWM逆变器两部分。本文在双PWM变 换器拓扑结构的基础上，分析了三相PWM整流器结构及其控制方法和三相PWM逆变器结 构及其控制方法。分析了 PWM变换器能运行在整流和逆变状态的原理。PWM整流器采用 双闭环的控制结构，即电压外环和电流内环。PWM逆变器采用电压滞环比较控制方案实现 控制目标。在理论分析的基础上，利

3、用MATLAB simulink建双PWM功率变换器的系统仿 真模型，并进行了系统仿真。仿真结果表明能对PWM整流器输出直流电压和网侧输入交流 电流进行有效控制，使他们的相位基本一致，三相交流输入的功率因数接近1，PWM逆变 器也能实现逆变输出电压的频率和幅值均可调，并且逆变波形为三相准正弦波。一、引言能源短缺是全球人类所面临的世纪性难题，节能减排也成为我国的基本国策。国家制定了节 能中长期专项规划，为实现规划目标，国家发展和改革委员会启动了 “十一五”国家重点 节能工程，电动机系统节能工程是其中之-1。电动机是电能消耗的最大户，也是节电潜力 最大的用户。据统计，我国电动机总装机容量4亿多千瓦

4、，其年用电量约为15000亿千瓦时， 约占全国总发电量的65%70%。因此，研究电动机系统的节能问题具有重大的现实意 义和深远的可持续发展意义。电动机系统能耗大、效率低的原因有两个方面。其一是由于大驻：考题全部写在框内，不要超出边界。内容一律用黑色墨水书写或计算机打印，以便复 印。部分电动机系统为直接拖动，造成大量的能源浪费。其二是在牵引、矿井等需要频繁四象限 运行的场合，大量的电动机制动时的再生能量通常被直接消耗掉，在大功率场合同样造成了 能源的极大浪费。随着电力电子技术的不断发展，功率器件的不断更新，控制技术的不断完善，针对第一 个问题，目前越来越多的场合采用PWM(PulseWidt h

5、Modulation)逆变器对电机实施调速，能 够有效地改善系统运行效率，极大地节约了能源。然而，大多数的交流调速系统前端整流器 采用二极管整流，对于上述第二个问题束手无策。因此，用PWM逆变器取代二极管整流， 与PWM逆变器一起，构成双PWM变换器，则不但能够解决第一个问题，而且能在负载制 动时将能量直接回馈给电网，实现真正高性能的、高效的电动机系统。二、双PWM变换器基本原理及发展现状2.1双PWM变换器原理双PWM拓扑结构如下图所示图1.1在双PWM结构，整流桥和逆变桥都采样全控的IGBT管，由于IGBT管的全控性，可 任意控制其关断，这样当出现能量回馈时，能进行快速关断，不会产生过电流

6、，实现交流电 机快速四象限运行。通过PWM整流控制，可以实现整流环节网侧电流正弦化，运行于单位 功率因数，且能实现能量的双向流动。电压型PWM可逆整流器采用全控器件，器件工作在 高频状态，用高速度、高运算能力的DSP产生PWM控制脉冲，由于开关器件的开通和关 断均是可控的，所以PWM整流器的电流波形也是可控的，其理想状态是交流输入电压和电 流可保持同相位或反相位，即整流时为同相位，逆变时为反相位。此时网侧功率因数近似为 1，输入电流的谐波含量接近零，消除对电网的谐波污染。由于PWM整流器采样直流输出 电，因此还能对直流电压进行调整，在负载变化时，具有较快的响应速度，使直流输出电压 稳定在一定的

7、设定值。因此说采用PWM整流器取代传统交一直一交变频器中不可控整流部 分，不仅克服了上述传统变频器的缺点，还具有网侧电流为正弦波，网侧功率因数近似为1， 较快的动态响应，易于模块化，易于冗余设计和电能双向传输等诸多优点，实现了调速节能 和“绿色环保”的高度结合。2.2国内外研究现状1964年，德国学者A.Sch?nung和H.Stemmler在BBC评表上发表文章，率先提出 了脉宽调制变频的思想，他们把通讯系统中的调制技术推广应用于交流传动系统。经过四十 年的发展，脉宽调制(PWM)技术已发展成为现代功率变换器共同的和核心的技术，引起人 们的高度重视，并得到深入的研究。目前已经提出并得到应用的

8、PWM控制方案不下十种。 从最初追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦；从效率最优，转矩脉动 最少，再到消除噪音等等，PWM控制技术的发展经历了一个不断创新和不断完善的过程， 目前所有新的方案不断提出，针对多电平逆变器电路的PWM控制技术方兴未艾。双PWM变频调速系统关键技术之一的PWM整流器研究始于20世纪80年代，这一时 期由于自关断期间的日趋成熟及应用，推动了 PWM技术的应用与研究。1982年Busse Altred、 Holtz Joachim首先提出了基于可关断器件的三相全桥PWM整流器拓扑结构及其网侧电沆 幅相控制策略，并实现了电流型PWM整流器网侧单位功率因数正弦

9、波电流控制。1984年 Akagi Hirofumi等提出了基于PWM整流器拓扑结构的无功补偿控制策略，这实际上就是电 压型PWM整流器早期设计思想。到20世纪80年代末，随着A.W.Green等提出了基于坐标 变换的PWM整流器连续、离散动态数学模型及控制策略，PWM整流器的研究发展到一个 新的高度29” 32。自20世纪90年代以来，PWM整流器一直是学术界关注和研究的热点。 随着研究的深入，基于PWM拓扑结构及控制的拓扑的拓展，相关的应用研究也发展起来， 如前文所述有源滤波器、超导储能、交流传动等。这些应用技术的研究，又促进了WM整 流器及其控制技术的进步和完善。对于双PWM变频调速系统

10、的研究同样开始于20世纪80年代，Kohlmeier等在1987年 研制出基于GTO的高性能双PWM变频系统，开关频率为1.5KHz以下Blaabjerg等在1993 年研制出基于IGBT的双PWM变频系统，开关频率4.8KHz。目前来说，国外已有类似产 品上市13-16，例如富士公司生产的RHC系列双PWM交流传动系统，输入侧功率因数近 似为1，可以高效率地进行能量再生，ABB公司生产的四象限运行的交流调速系统，如 ACS611ACS617(容 量 1.5kW-1.12MW)。国内对于双PWM变频调速系统的研究起步较晚，但发展比较迅速，目前其产品还很不 成熟，不能满足要求。同时，国外的此类装

11、置价格昂贵，有的对电网的要求比较高，应用起 来不方便。二、PWM整流器3.1 PWM整流器原理概述从PWM整流器的功能可见，PWM整流器应该是一个其交、直流侧可控的四象限运行 的变流器。下面以模型电路为例说明其基本原理。PWM整流器模型电路如图1.2所示，它 是由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网 侧电感L等；直流回路包括负载电阻R及负载电动势等；功率开关管桥路可由电压型或电 流型桥路组成。图1.2桥式整流由交、直流侧功率平衡关系得IV =、x匕。，因此，通过模型电路交流侧的控制，就 可以控制其直流侧，反之亦然。3.2电压型PWM整流器原理PWM整流器

12、按直流储能形式不同分为电压型和电流型。电压型PWM整流器最显著的 特征就是直流侧采用电容进行储能，从而使其直流侧呈现低阻抗的电压源特征。而在电压型 几种常见的拓扑结构中，三相桥式结构的PWM整流器比较适用于三相电网平衡系统，因而 使用较多。3.3三相电压型PWM整流器设计对三相VSR系统的控制需实现两个控制目标：1）稳定直流侧电压；2）实现其交流侧在受控功率因数（如单位功率因数）工作。为了实现第一个目标，控制系统中需控制直流侧电压，一般都采用电压闭环控制；对于 第二个目标，则需通过控制电网侧输入电流的幅值和相位来实现。目前，根据在控制环中是 否采用电流闭环，可以把三相VSR的电流控制策略分为间

13、接电流控制和直接电流控制两大类。3.4间接电流控制法间接电流控制又称幅相控制其实质上是，通过PWM控制，在VSR桥路交流侧生成幅 值、相位受控的正弦PWM电压。该PWM电压与电网电动势共同作用于VSR交流侧，并 在VSR交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由VSR交流侧电感滤除。由于这种VSR 电流控制方案通过控制VSR交流侧电压进而达到控制VSR交流侧电流的目的，因而是一种 间接电流控制技术。这种间接电流控制由于无需设置交流电流传感器以构成电流闭环控制， 因而是一种VSR简单控制方案。间接电流控制主要问题在于，VSR电流动态响应不够快， 甚至交流电流中含有直流分量，且对系统参数波动较敏感，因

14、而常适用于对VSR动态响应 要求不高且控制结构要求简单的应用场合。3.5直接电流控制法针对三相VSR间接电流控制的上述不足，提出了直接电流控制。直接电流控制与间接 电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有电流闭环，而后者没有。在直接流控制方法中， 首先通过运算求出交流侧输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接闭 环控制，使其跟踪指令电流值。因此，直接电流控制中一般都采用双闭环结构：直流电压外 环和电流内环。根据内环中不同的电流跟踪控制方法，可将直接电流控制分为多种类型，较 常见的如开关频率固定PWM电流控制、滞环PWM电流控制等。3.6三相VSR双闭环控制系统设计双闭环控制系统

15、中，电压外环给电流内环输出指令有功电流，控制三相VSR直流侧电 压，电流内环根据指令电流进行电流跟踪控制。因此，双闭环控制系统的设计对系统的控制 性能来说显得至关重要。一般，多环控制系统的设计方法是：先设计内环，后设计外环。三 相VSR控制系统中，采用双环控制：电压外环和电流内环。电压外环控制三相VSR直流侧 电压，而电流内环按电压外环输出的电流指令进行电流控制，如实现单位功率因数正弦波电 流控制。控制框图如图1.3，先设计内环，再设计外环。本设计电流内环与电压外环均采用 Pl调节器。四、PWM逆变器4.1 PWM逆变器原理及其简述逆变器的拓扑结构如图1.4所示。整流部分简化为恒定的直流滤波电

16、容电压，S表示全 控的功率开关，D表示相应功率开关的续流二极管，三相负载近似等效为星型连接的串联电 阻R和电感L，Io表示直流端的电流，1A表示输出的交流电流。三相电压型PWM逆变器 采用桥式结构。直流电压加在三相逆变桥，按照PWM控制方式产生的脉冲控制逆变桥中开关管的开通和关断，逆变桥输出三相脉冲电压来等效三相正弦电压。图1.4三相逆变电路原理图Three-Phase T ra n gfurm e r (Tw: Wiridings)Th re e - p h a s eParallel RLC BranchPWM逆变器控制脉冲产生的方法也有多种，比如正弦PWM(SPWM)法以及前面介绍的 电

17、压空间矢量PMM (SVPWM)法和电压滞环比较PWM等等。由于电压滞环比较PWM控制 方式简单易行，容易数字实现，所以在这里也采用滞环比较PWM控制方式，控制算法也同 PWM整流器的类似。4.2滞环比较PWM原理及其概述a.电压PWM跟踪控制。图1.5为独立运行时采用电压PWM跟踪控制的单相全桥逆变 电路图。为充分利用电压，这里采用全桥电路。工作原理为，将指令电压u*与负载两端的 电压u进行比较，将差值u*-u送入滞环比较器，当lu*-uINH时改变开关状态，其中H为半 滞环宽度。当u*为正时，设VI、V4导通，则Ud加在了 Ld和负载R上，负载R上的电压 增大，直到u*-uW-H时，开关状

18、态改变，-Ud加在了 Ld和负载R上，负载R的电压减小。 直到lu* - ulNH时，开关状态再次改变。当u*为负时，变化规律相同。如此反复，负载上的 电压以2H的环宽跟踪指令电压u*。毋压松测图1.5电压跟踪控制逆变电路b.电流PWM跟踪控制。图1.6为并网运行时采用电流PWM跟踪控制的单相全桥逆变 电路。由于电网容量巨大，故将单相电网用一个正弦电压源U sin来代替。工作原理为，将 与电网电压同步的指令电流i*与送入电网的实际电流i比较，把差值i*-i送入滞环比较器。 当|I*-i |NH时改变开关状态，其中H为半滞环宽度。当i3为正时，假设Vl、V4导通，U d-U sin加在了电感Ld

19、上，通过Ld的电流增大直到i3 -iW-H时开关状态改变，-Ud-Usin加在了 Ld上，通过Ld的电流减小，直到i*-i|NH时，开关状态再次改变。如此反复，送入电网的 电流以2H的环宽跟踪指令电流。图1.6电流跟踪控制逆变电路五、主电路设计5.1系统结构框图三相双PWM变频电源系统结构框如图1.7所示，采用AC-DC-AC间接PWM变频方式。三相幅值为80V的交流电经电感进入PWM整流器，转换为300V左右直流电，然后进入PWM逆变器，通过逆变器把直流电转换为要求的一定频率、电压幅值的三相正弦交流电，实现双PWM的既定功能。图1.7三相双PWM变频电源系统结构图整流器主电路采用的是三相桥式

20、PWM整流器拓扑结构，逆变器主电路采用的三相桥式 PWM逆变器的拓扑结构，交流侧输入和交流侧输出的主电路完全是对称的。整流电路主要 是实现整流的功能，也担负着向电网逆变馈能的功能。逆变电路主要是实现逆变输出，也担 负着把负载所产生的电能整流往直流电路中输送的功能。5.2交流侧电感和直流侧电容的选择交流侧电感的设计取值非常重要，这是因为交流侧电感的取值不仅影响到电流环的动、 静态响应，而且还制约着电压型PWM整流器的输出功率、功率因数以及直流电压。由于三 相PWM变流器均采用双极性调整，交流侧储能电感符合公式：吒 % v l v 土2&M 一七式中，七 为线电压峰值，A I籁为相电流变化最大值，

21、I如为相电流峰值，Ls为La 和Lb之和，即为2L。另一重要参数设计是直流侧电容设计，直流侧电容的重要作用是：缓 冲电压型PWM整流器与直流侧负载之间的能量交换，且稳定PWM整流器直流侧电压；抑 制直流侧谐波。直流侧支撑电容满足公式设计中取 L=3. 3mh, C=3. 3mf 5.3电压型PWM整流器控制系统的设计对PWM整流器控制的要求有：控制直流电压稳定，控制PWM整流器的输入电流的波 形和相角，减少PWM整流器交流电流谐波对电力传输系统的影响。显然，PWM整流器控 制系统的控制参数包括直流侧的直流电压和PWM整流器交流输入电流，因此可以采用电压 外环、电流内环的双闭环系统结构。5.3.

22、1整流器的参数及控制方式的确定A. 电流内环的确定电流内环采用比例调节器，其中三相比例系数为0. 05,将电压外环控制器酌输出作为 电流内环控制器的输入，并与交流侧测得的电流信号相比较，比较结果送至比例控制器。B. 电压外环的确定电压外环采用比例积分控制器，将检测到的整流电压信号与给定值比较，将偏差送至比 例积分控制器，采用积分控制，有利于消除偏差，使系统最终达到与给定相等的值，比例积 分器的参数设置为，KP=5, KI=1，同时将偏差与三相输入电压相乘，作为电流内环的输入。C. 驱动电路的设计驱动电路采用电流内环的输出作为输入，采用SPWM方式，将三角波与输入波形相比 较，得到PWM波，其中

23、三角载波的频率为4000Hz，其仿真结构图如下所示：图1.8PWM发生器1，整流PWM generator发生的脉冲方波5.3.2 PWM整流电路simulink仿真电路图P D Contru erSaturationV0Itaqe Measurem产口b-01dAC Voltage Sources Su bsyste mlAC Voltage Sou reelC u rre nt M easu re me ntlM easu re mrCurrent Measurement2In1pulseIn2In3Saturationl,an ch 2曲d+volt.P ro d u ctlP ro d

24、 uP ro d ij c：tK*o-Scopelpowergui图1.9 PWM整流电路其中驱动电路已封装为子系统5.3.3仿真结果A. 整流电路输出电压波图2.1三相输入电压与电流相位图C.仿真结果分析从仿真输入输出波形可知，三相输入电压与输入电流的相位很快达到一致，符合PWM 整流的标准，同时整流电压经过短暂的调整之后也很快稳定在510V,仿真比较成功。5.4电压型三相PWM逆变电路及其控制电路的设计双PWM变换器逆变电路的作用是将PWM整流电路输出的低压直流电转化为三相交流 电，这一级电路要求输出幅值，频率均可调的交流电压，并具有一定的抗干扰能力，若负载 发生变化，稳态的输出电压应该保

25、持不变。由于设计中负载为电阻，因此可选用电压滞环比 较的方法产生PWM波来控制逆变器的输出。A.期望电压波形的产生本设计采用EmbeddedMATLA Function模块来产生期望的三相电压信号，Embedded MATLA Function 中的MATLAB语句如下所示：function y=fcn (w,x,a,b)Thlo olock ouppor.s an embedciable si_.bseL oL Lhe MATLA_B langUage; See Lhe help menu for deLajls.y= a*sin (x*w+b)j三个输入端分别输入期望的频率，幅值，相角，输

26、出端输出期望的正弦波B. 滞环参数的设计滞环参数设计直接关系驱动电路PWM波的输出，如果滞环取得太大，则得不到理想 的三相正弦波，输出的正弦波会严重失真，但是如果滞环太小，会增加功率器件的开关频率， 增加开关损耗，对系统十分不利，本设计的滞环采用simulink的relay模块，参数设计如下 所示图EM弟迎模块参数的设置图2.2 relay模块参数的设置C. 滤波电路的设计逆变电路中滤波电路的设计十分重要，缺少滤波电路，得不到理想的正弦波，从而会对电路输入干扰信号，本设计采用变压器+LC滤波的双重滤波电路，其结构如下所示：T rarudhmarThrae-PhaseB - -B Q-M C I

27、 C 昼CantiriucusM assure rn eROk NOTM easuremerk NOT L| tai Ope ratoiiL| tai匚两枸ID. 主电路的设计三相电压型PWM逆变电路依然采用三个IGBT桥臂，并在每个IGBT上面接一个二极管作 续流之用，按设计所要求的阻值为20三相星形对称电阻负载接入电路，为了简便， PWM逆变电路的输入采用直流电压源，完整的PWM逆变电路仿真模型如下所示：Three-PhaseParallel RLC Branch1，逆变器仿真波形如下:(1)逆变后电压波形400-400-B000.1150.1160.1170.1180.1190.1220

28、.1230.124(2)、逆变后的电流波形-20050-3000.0850.0950.1050.110.115(3)、逆变PWM三相调制信号图1逆变器调制频率曲线2.仿真结果分析通过将输出电压波形与标准正弦波进行比较，当结果大于0时，开通那一桥臂的下面的IGBT,当比较结果小于0时，开通那一相桥臂的上部的IGBT，由仿真波形可知，虽然输 出波形中存在一些锯齿，但是十分接近正弦波，且在频率较高时，效果相当理想，因此， 此PWM逆变电路能实现设计中所要求的各项内容。5.5双PWM变换器设计将以上所设计的PWM整流器电路与PWM逆变器电路组合起来，双PWM变换器的结 构下所示：六、电机模型1、电机磁

29、链模型参数，UN = 380V, fN = 50 Hz ,2 p = 2,气=0.435QL1S = 0.002mHR = 0.435Q, L1 = 0.002mHL = 0.069mH, J = 0.19kg.m2。逆变器直流电压510V。定子绕组自感 L = L + % = 0.069 + 0.002 = 0.071mH ；转子绕组自感L = L + % = 0.069 + 0.002 = 0.071mH ；漏磁系数转子时间常数T = L /R = 0.071/0.861 = 0.0872、三相静止ABC坐标系下的数学模型主电路拓扑如图1所示，在允许条件下为研究方便，做如下假设：（1）电网

30、电压平稳，为纯正弦波电压；（2）功率开关管为理想开关元件；（3）电阻Rd和反电势Ed串联作为阻性负载。VSR中的同一桥臂的上下开关管不能同时导通，否则直通会损坏开关管，图1中的当 上桥臂的开关管关断的时侯，其对应下桥臂上的开关管必须是导通的，反之亦然。根据此规 律定义开关管的开关函数为c r 1上桥臂导通，下桥臂关断）K、k = 0下桥臂导通，上桥臂关断J（k=a,c）（1）由式（2.1）得出 VSR 的 8 种开关模式，定义为 Sa, Sb, Sc，即 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111这8种开关模式，其中有两个零矢量000和111。三相的分析中以a

31、相为例，上桥 臂导通，而下桥臂关断时，由公式（3）可知Sa=1, VaN = Udc ；上桥臂关断，而下桥臂导通 时，那么Sa就等于零，VaN等于零。所以定义图1中的a点与直流参考点N之间的电压为aN= SaUdc（2）b相和c相为VcN = ScUdc（3）于是得直流输出侧电流为（4）Idc由KVL定律得到La + Ri = u (v dta a aN（5）把式（5代入，式（5）变形为L竺 + Ridt a=M SaUdc + V 0)（6）同上推导得到b相和C相的方程diLb + Ri = u (s U + v ) dt b b b dc N 0（7）didt+ Ri = u (s U +

32、 v )c c c dc N 0（8）假设电网电压为稳定且对称的纯正弦波，有u + u + u = 0 i + i + i = 0a b ca b c由式(6)(9)，得V =dc SN 03 k=a,b,c （9）（10）根据直流侧KCL定律，得dU.dc = i S + i S + i sdta a b b c c（11）由式（6）-（8）, （10）和（11）可得出VSR在三相静止坐标系ABC下的数学模型:lE = u Ri (s t44)Udt a a a3dc变形为:L 性=u - Ri - (s - t4X)Udt b b b3dcLc = u - Ri - (s - dtb3%

33、+ S + 二)Uc c c3dcC dc = i S + i S + i S dc ddt a a b b c cRT diLkdtC、-dcdtk=a ,b ,c+ Ri = u -U (s - s ) k k dc k 3jj=a ,b,cy . e - uI s + ddck = a ,b ,cdy i广0k = a ,b,c(13)xaxL p-lxaxbxc（14）或式（14）和（15）中:fk G1 x Gxaxbxc112120技2v32xaxL P(k = a, b, c )（15）（16）由于在三相静止坐标系的数学模型中引入了开关函数，不方便对控制系统进行研究设 计。2.推

34、导以。坐标系下的数学模型从三相静止坐标系向两相静止坐标系进行坐标变换，亦即（A, B, C）（错误！未找到引用 源。）变换。用通用矢量X来表示电流、电压等矢量，变换过程如下1232将式（15）代入式（12）推导出VSR在郎坐标系下的数学模型:diL =dtUa- Ria- Udcsadi 号= UP- Rip- UdcspC0 二 R (is + is )- udt y 2 aa pp R1d3.两相旋转DQ坐标系下的数学模型 定义q轴是有功分量，d轴是无功分量。在描述三相电压时，为方便研究分析，将两相旋转坐标系（d,q）中的q轴有功分量按矢量E定向。同理，定义电流分量匕为有功电流，七为无功电

35、流。图7各坐标系间矢量关系图（18）（19）应用已经得出的两相静止坐标系以，直接向DQ坐标系进行变换。定义为电网基波 角频率，ej为旋转因子，可得X 广 Xdej。= X + jX (e=i dt, o 2丸f )由上推导出VSR在两相旋转坐标系下的数学模型f 一diL-t- + 3气=_Ri + u -UsdiLd Li = R + u U sC、提(is + is )- U dt 2 q q d d R d式（22）中，Sq为q轴上开关函数，Sd为d轴上开关函数，UdcSq为VSR交流侧电压 矢量在q轴上的分量，Udcsd为其d轴上的分量。3、三相电压型PWM整流器控制系统设计及MATLA

36、B仿真实现为了使PWM整流电路在工作时输入电流为正弦波且与电压同相或反相，其控制技术也 在不断地发展，目前有多种控制方法町以在PWM整流器中应用。根据是否引入交流电流反 馈可以分为：没有引入的为间接电流控制；引入的为直接电流控制。间接电流控制（也称幅 相控制）的基本思路源于整流器的稳态电压平衡关系，最显著的优点是结构简单，静态特性 良好，但其稳定性很差，电流的动态响应慢，且对系统参数波动较为敏感。直接电流控制因 有较好的动、静态性能而使之应用广泛，具体控制方案有：矢量控制、状态反馈控制、无差 拍控制、极点配置、二次型最优控制等，其中以矢量控制应用最广泛。矢量控制算法中主要有四种变换：三相静止A

37、BC坐标系至两相静止坐标系的变换，称 为Clark变换；两相静止坐标系至两相旋转坐标系的变换，称为Park变换；以及这两种变 换的反变换Clark，Park 1。通过坐标变换，三相静止坐标、两相静止坐标和两相旋转坐 标系之间可以互换，就可以把对交流量的控制化为对直流量的控制，简化了控制系统，使系 统有较好的动静态性能。本文采用的是电压定向控制(Voltage Oriented Control, VOC)。电压定向控制是一种基于 同步旋转坐标的矢量控制方式，图8是电压定向控制的矢量图。由图2可知：Va，Vb，Vc， 错误！未找到引用源。，错误！未找到引用源。，错误！未找到引用源。为整流器交流输入

38、 电压和电流矢量，经过Clark和Park坐标变换，分别变为在两相坐标系错误！未找到引用 源。和在两相旋转坐标系下的Vd，Vq，错误！未找到引用源。这样，就把对交流量的控 制变为对直流量的控制。图8电压定向控制的矢量图图9为三相电压型PWM整流器的电压定向控制的系统框图，系统采用电压，电流双闭 环结构，为保证功率因数为1，无功电流给定错误！未找到引用源。Sa，Sb，Sc为整流器 状态，其值为1时，上桥臂开通；其值为0时，下桥臂开通。对于恒转矩负载，D和K为0，则：T = T + 性 e L Pdtn(20)三相异步电机的数学模型:将上述式子归纳起来，便构成恒转矩负载下三相异步电机的多变量非线性

39、数学模型。u = R + Ld + dLii dtd9(21)J心Te 一 TL +万节n(22)dO(23)=dt以上分析虽然得出了异步电机的动态数学模型，但是，要分析和求解这些非线性方程组 显然是十分困难的，即使要画出清晰的结构图也是很困难的。坐标变换可以让电机的数额模型变得简单一点。基本准则是坐标变换后产生的磁动势相等。1、建立电机模型2、完整的电路模型建立后的仿真波形A、转子转速特性图转子电流波形C、（1）定子电流波形图（2）定子电压波形D、定子磁链q/d轨迹E、（1）输出力矩波形（2）负载转矩曲线F、电机矩速特性5.6设计总结采用双PWM控制系统，在整流侧通过PWM整流控制，可以实现

40、整流环节网侧电流正弦化， 运行于单位功率因数，且能实现能量的双向流动。电压型PWM可逆整流器采用全控器件， 器件工作在高频状态，产生高速度PWM控制脉冲，由于开关器件的开通和关断均是可控的， 所以PWM整流器的电流波形也是可控的，其理想状态是交流输入电压和电流可保持同相位 或反相位，即整流时为同相位，逆变时为反相位。此时网侧功率因数近似为1，输入电流的 谐波含量接近零，消除对电网的谐波污染。由于PWM整流器采样直流输出电压，因此还能 对直流电压进行调整，在负载变化时，具有较快的响应速度，使直流输出电压稳定在一定的 设定值。因此在不久的将来双PWM取代传统整流不可控变频器。由于对整流侧的PWM控

41、 制还不够成熟，实际国际上应用的双PWM产品也不多。国内对于双PWM变频调速系统的 研究起步较晚，但发展比较迅速，目前其产品不是很成熟，所需要做的工作还很多。而采用 电压滞环比较的PWM逆变电路则既能实现频率可调，也能实现幅值可调，在电机调速及风 力发电中有着广泛的应用。5.7仿真分析（1）在整流环节，整流后的直流电流呈现较大的波动，初步分析是滤波电容参数设置 不当，需进一步调试参数。（2）在电机转子启动转速达到最大时间较长，需要优化PI控制， 使得转子转速迅速上升至稳定，通过仿真的转速曲线可以看到基本上没有超调量，上升较平 滑。（3）定子磁链比较好，但是控制叫缓慢，磁链轨迹不断的修改直至基本

42、上呈现圆形轨迹。七、设计总结三相双PWM变频电源由PWM整流器和PWM逆变器组成，PWM整流器采用全控型 开关器件，并引入PWM控制技术实现对整流部分的控制，相对于采用不可控或相控整流的 变频电源，其性能更加优良：一是可实现网侧单位功率因数和正弦波电流控制。理想状态时 三相双PWM变频电源输入电流是和输入电压同相的正弦波，功率因数接近1，输入电流的 谐波含量接近0。二是PWM整流器能运行在整流和逆变两种状态，能实现能量的双向传输， 有效利用再生能量。三是其具有优良的输出特性，特别是快速的动态响应。三相双PWM变 频电源可以广泛用于电气传动、新型UPS以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等领

43、域，对它的研究有重要的理论研究和实际应用价值。本设计针对三相双PWM变换器拓扑结 构方案，对主电路和系统控制方案进行了设计，并对控制系统进行了仿真。本设计以三相电 压型PWM整流器和三相电压型PWM逆变器组合形式作为双PWM变频电源的拓扑结构。 根据系统控制目标，采用电压、电流双闭环控制结构对PWM整流器进行控制，电压外环控 制输出直流电压，达到稳定直流电压的目的；电流内环控制网侧输入电流，实现网侧单位功 率因数和电流波彤正弦化。由于PWM逆变器要求实现对输出电压的幅值和频率均可调，因 此采用电压滞环比较PWM的控制方式，分别控制IGBT的开通和关断。文中还对PWM整 流器电压、电流双闭环控制

44、结构进行了详细设计。最后在系统数学模型的基础上搭建PWM 整流器控系统和电机矢量控制系统的仿真模型。仿真分析表明：(1) P WM整流器能实现整流，并且整流时电网电流与电网相电压频率相同，双PWM变换器 相位也相同，同时电流波形畸变较小，接近单位功率因数。(2) P WM整流器直流侧母线电压能在短时内达到稳定，超调量小，稳态误差小。(3) PWM逆变器能实现幅值和频率可调，输出波形接近正弦波。八、心得体会在本次电力电子课程设计中，通过对双PWM变换器电路的设计，了解了有关双PWM 变换器控制电路及主电路的原理与结构，以及PWM整流和逆变，了解电机工作在四象限和 初步掌握了 MATLAB软件的简

45、单应用，也学会了设计电路的程序和原理和电机的各种运行 状态和电压外环，电流内环及滞环控制方法。学习了电机的各种控制的数学建模，在理论上， 任何模型都来自数学上的模型。关于电路各部分，通过查阅资料，整理分析，最终得到了以 上的结论和结果。因此这次课程设计让我获益匪浅。参考文献1 王兆安，刘进军。电力电子技术.第四版.机械工业出版社.20082 树朴等，电力电子技术.第一版，中国矿业大学出版社.19993 .张崇巍，张兴，PWM整流器及其控制北京：机械工业出版社，2003，104 .张志勇精通MATLAB 6.5版。北京：北京航天航空大学出版社，20045 Chun T Rim,Dong Y Hu,Gyu Hcho.Transformers as equrvalent circuits for switches:General Proofs