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1、开关电源基本组成部分,开关电源组成部分：其中橙色框内的为我们公司开关电源组成部分开关电源的核心部分是功率变换,反激电源简介,反激电源优点：结构简单价格便宜，适用小功率电源，反激电源缺点：功率较小，一般在150w以下，纹波较大，电压负载调整率低，一般大于5%。反激电源设计难点主要是变压器的设计，特别是宽输入电压，多路输出的变压器。,隔离反激基本工作原理,反激又被称为隔离buck-boost电路。基本工作原理：开关管打开时变压器存储能量，开关管关断时释放存储的能量,常用反激开关电源分类,反激开关电源根据开关管数目可分为双端和单端反激，（单管反激和双管反激）。根据反激变压器工作模式可分为CCM和DC
2、M模式反激电源。根据控制方式可分为PFM和PWM型反激电源。根据驱动占空比的产生方式可分为电压型和（峰值）电流型反激开关电源。,反激电源设计,公司反激变压器的特点：宽电压输入、小功率多路输出。根据小功率和多路输出选择DCM模式。根据宽电压输入范围 选择pwm控制方式。从稳定性的角度考虑优先选择电流型控制。目前我们公司使用的反激电源属于：PWM控制方式的 单端 DCM 电流型反激电源。,下一步,单端反激与双端反激,双端反激是两个开关管交替工作，可以设计大功率反激。单端一般设计150w一下。,返回,CCM与DCM,DCM模式一般设计小功率 50w一下。50w以上一般设计为CCM模式。,返回,PFM
3、与PWM反激电源,PWM反激电源是大家比较熟悉的反激电源，其通过控制开关管占空比来调节电源输出PFM为准谐振反激电源，其通过调节开关频率来调节输出。准谐振反激电源效率一般比pwm模式效率高，EMI/EMC处理的比较好。但是PFM在于高输入电压轻载时开关频率飘高，稳定性差，损耗加大。,PFM与PWM反激电源,PWM模式，变压器可连续可断续，而PFM模式变压器工作在临界连续模式。,返回,电压型与电流型,电流型三角波产生是初级线圈电流产生，电压型三角波是靠三角波发生器产生。,返回,电压型与电流型,电压型为一个电压闭环反馈，而电流型为双闭环反馈（内环为电流型，外环为电压型）。电流型每个开关周期都对变压
4、器初级电流监控，其安全性比电压型好，由于增加了电流内环，动态反应快线性调整率好。电流型缺点在于当占空比大于50%会带来不稳定性，另外电流型比较敏感抗干扰差,设计举例分析,以公司常用驱动板电源为例，讲解PWM控制方式的 单端 DCM 电流型反激电源设计电路图原理讲解。主要元件选取。变压器设计。,启动及辅助电源电路,启动过程为：电容C2通过R1-R4充电，电压缓慢上升，当达到芯片的Vth，芯片开始工作，电容电流放电大于充电，电压下降。待输出电压升到一定值，电容C2电压上升，电压稳定后，电路进入稳态。,初级功率回路器件选择,开关mos管选择及其驱动设计。电流采样电阻计算及其尖峰抑制rc。初级漏感吸收
5、电路参数设计。初级滤波电容选择。,Mos管及其驱动以电流采样,当驱动高mos打开，驱动低mos关断。采样电阻选择0.8v(4*Pin/Uinmin)*R。加入r121 c8 组成rc滤波器，去除电流尖峰，R*C小于0.1Tsw。,MOS管选择,NOMS寄生参数模型：包含有寄生电容，寄生二极管，其中Cgd与Cgs对开关速度影响较大，Cds对关断损耗影响较大。,MOS管选择,NMOS耐压值选择(降额80%)：Udss=(Uinmax+Uinmin)/80%，一般开关有电压尖峰，可靠点选择可以按照：Udss1.5*UinmaxNMOS电流选择Id4*sqrt(1/3)*Pin/Vinmin.一般情况
6、Id足够大，要考虑散热器的散热能力来选择电流余量。,反激NMOS热量计算,由于我公司使用的是dcm模式，所以开通时损耗为J=0.5*Cp*Uin2（也可使用Q）导通损耗：J=Ip2*Rd*Ton关断损耗：关断的足够快可以实现零电压关断，这是关断损耗很小，但是会带来电压尖峰，关断过冲等问题。正常速度关断，电压跟电流会有交叉。,反激NMOS热量计算,正常速度关断，电压跟电流会有交叉，所以开关速度对关断损耗影响。,*I,U*I,U,I,MOS驱动,由上面分析可知，开关速度会影响开关管损耗，当然开关速度也会影响传导辐射。具体用多大电阻可以通过测开关管波形来选择最合适的。其中R85控制开通速度，R16/
7、R85控制关断速度。,初级RCD吸收回路设计,吸收回路组成 R C D.吸收回路作用：用来吸收变压器初级漏感吸收回路对抑制mos管电压尖峰，电源EMI、EMC起重要作用。,初级RCD吸收回路设计,二极管选择：一般使用快恢复二极管，耐压值大于1.2*（Uinmax+Vrcd）电容电阻选择RC,R*C10Tsw20Tsw电容电压波动小于10%电容值电阻值选择保证Vrcd电压满足1.2*（Uinmax+Vrcd）Vd，如果Vrcd电压太高，就减小R,如果Vrcd太小，会影响效率，所以需要折中选择。,整流滤波,设计次级主要是整流二极管选择，滤波电容选择滤波电容选择只需要考虑耐压值，纹波，温升即可。,滤
8、波电容,一般滤波电容使用电解电容，但是电解电容ESR比较大，会造成纹波大，如果纹波不合要求可以使用多个电解电容并联减小ESR。电解电容温升会影响寿命，一般Irms不要超过电容额定值即可。电解电容工作电压最好在额定电压值得80%一下。,整流二极管选择,整流二极管选择：耐压值值要大（Vo+Uinmax*Ns/Np）/0.8,电流值要大于次级电流有效值，但是为了减小节压降，一般取两倍额定电流。二极管损耗有开关损耗和导通损耗，所以尽量选择导通压降小，开关速度快的二极管。（EMI/EMC例外）整流管反向恢复只会 出现在连续工作模式 中，断续工作模式不 会存在整流管的反向 恢复问题。,整流二极管吸收rc,
9、并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管开通或关断过程中,电压发生突变时,通过电阻对电容的充电将明显减 缓电压变化率整流二极管加入RC滤波以后，电压尖峰降低了，振铃震荡也抑制住了.选择合适的RC对电源可靠性及EMI/EMC很重要。,整流二极管吸收尖峰RC,采用RC吸收：C上的电压在初级MOS开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N，因为我们设计的RC的时间参数远小于开关周期，可以认为在一个吸收周期内，RC充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC稳态充放电能量，近似为RC充放电能量=C*(Vo+Ui/N)2。取值办法一般使用先确定电容，再确定电阻。在不同输入电压下，
10、再验证参数是否合理，最终选取合适的参数。,反馈环路设计,对以电流型开关电源设计反馈环路相对简单。因为电流型为双环，内环抵消了变压器的电感效应，对系统传输函数降阶，相移余量加大。常用反馈有三种，其特点各有不同，我们一般用第二种和第三种。一个零点，表示增益斜率变化了+1，如果零点出现在原增益斜率上加1。一个极点将使斜率变化-1，如果极点出现在原增益斜率上加1。,反馈环路设计,3型误差放大器：一般3型用在反激上，相位余量比较大。,反馈环路设计,2型误差放大器：一般2型用在反激上，相位余量也可以做到45度以上。,变压器设计,变压器是反激开关电源的核心。反激式电源变换器设计的关键因素之一 是变压器的设计
11、。在此我们所说的变压器不是真正意义上的变压器，而更多的是一个能量存储装置。在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。初次级的电流不是同时流动的。因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。反激电路的主要优势是成本，简单和容易得到多路输出。反激式拓扑对于 100W以内的系统是实用和廉价的,反激变压器设计,在开始变压器设计之前，根据电源的规范必须定义一些参数如下：1最小工作频率min 2预计变压器效率0.90.95 3最小直流总线电压Vmin 如 110V 时最小输入电压 85Vac，可有 10V 抖动）4最大占空比Dm（建议最大值为0.5）,反激变压器设计,首先
12、计算总输出功率，它包括所有次级输出功率，辅助输出功率和输出二极管的压降。通常主要输出电流若大于1A 使用肖特基二极管，小于 1A 使用快恢复二极管，当小电流输出时辅助绕组可用 1N4148 整流（建议辅助电压为 18V，电流为30mA 输出功率（Po）计算的是总的输出功率：根据 Po变压器的初级电感可由下式计算出：,反激变压器设计,磁芯选择：根据式子 Aw*Ae=Pt*1E6/2*ko*kc*fosc*Bm*j*,其中:Pt(变压器的标称输出功率）Ko(窗口的铜填充系数)=0.4 Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度 Bm=2700 Gs j(电流密度):j=5A/mm但是为
13、了减小物料种类，以及兼顾产品整体形状及高度，一般都不计算磁芯，而是直接选择磁芯，然后整体计算完成，核对窗口面积。,反激变压器设计,计算初级峰值电流：根据能量守恒:Ip=2*Po/(Dmax*Umin)计算初级匝数：Np=Lp*Ip/(Ae*Bm)其中Ae为磁芯截面积，Bm为最大磁摆幅。计算次级和辅助绕组的变比。下式给出初级(Np)和次级(Ns)变比的计算公式：对于多路输出电源需要反复计算找出最佳变比，需要对输出电压采取一些折中以确保匝数为整数，没有半匝。,反激变压器设计,Bm选择一般考虑两个方面：磁饱和、磁损耗。对以我们公司的反激电源工作频率只有40K所以磁损耗一般不是问题，主要考虑磁饱和。,
14、反激变压器设计,气隙计算公式：加入气息是为了增加变压器储能能力，避免磁饱和。W=0.5*B*H而B=ur*u0*H所以W正比H2 应避免变压器的气隙小于0.051mm，因为如此小的气隙保证其容差是很困难的。,反激变压器设计,反激变压器绕组设计主要考虑温升先计算绕组电流有效值，然后根据有效值选择线径。根据趋肤效应计算可选最大线径，如果单跟导线载流能力不够，可以使用多线并绕。,反激变压器设计,首先要计算电流的有效值，下图为一计算电流有效值小工具截图，上面带有各种波形有效值的计算公式。,反激变压器设计,导线流过高频电流有趋肤效应，导线半径不应大于1.5倍的集肤深度。D=6.6/sqrt(f)(20摄
15、氏度)D=7.65/sqrt（f）,反激变压器设计,另外多层绕组还有临近效应等，由于我们公司设计的比较简单，可以不考虑。如果需要精确计算可以使Magnetics designer，可以精确计算交流电阻直流电阻及损耗。EXLS演示,变压器结构设计,铁芯：有许多厂家的铁芯可被用作反激变压器。下面的材料适合使用：PC40 或 PC44 3C85、3C90 或 3F3。反激变压器一般用 E 形磁芯，原因是它成本低、易使用。其它类型磁芯如 EF、EFD、ETD、EER 和 EI 应用在有高度等特殊要求的场合。RM、.toroid 和罐形磁芯由于安全绝缘要求的原因不适合使用。低外形设计时EFD 较好，大功
16、率设计时 ETD 较好，多路输出设计时 EER 较好。骨架：对骨架的主要要求是确保满足安全爬电距离，初、次级穿过磁芯的引脚距离，要求以及初、次级绕组面积距离的要求。骨架要用能承受焊接温度的材料制作。绝缘胶带：聚酯和聚酯薄膜是用作绝缘胶带最常用的形式，它能定做成所需的基本绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度。边沿胶带通常较厚少数几层就能达到要求，它通常是聚酯胶带,变压器结构设计,国际安全规范对于使用漆包线的变压器有如下的要求：初级和次级绕组之间要保证加强绝缘；初级和没有加强绝缘的次级绕组之间要保证足够的爬电距离；满足如上要求的典型挡墙如下：挡墙胶带通常较厚少数几层就能达到要求，它通常是聚酯胶带,变压器结
17、构设计,在初级绕组的层与层之间及初级和偏置绕组之间都采用了基本绝缘（一层胶带）。在次级绕组的层与层之间也可使用一层胶带，这样可以保证第一层次级绕组的表面平整。初级偏置绕组和次级绕组之间使用加强绝缘（三层胶带）。完成绕制时次级最外层的三层胶带提供了加强绝缘。在所有绕组的起始端和结束端引线上都使用了绝缘套管,三层绝缘线,三层绝缘线具有三层独立的绝缘层，任意两层都可以承受安规要求的3000 VRMS的耐压测试电压。三层绝缘线因而可以满足VDE/IEC规范中关于加强绝缘的要求,三层绝缘线应用,使用三层绝缘线设计变压器一般不需要加入挡墙，可以增加变压器空间利用率。一般来讲，同等功率能力的变压器，采用三层
18、绝缘线结构的变压器与采用漆包线的相比，其大小为漆包线结构的1/2至2/3。漏感的变化与变压器绕组的宽度成反比，因此，三层绝缘线 绕制的变压器的漏感通常低于同等用漆包线绕制的变压器小。,变压器降低漏感,变压器中绕组的顺序对漏感的大小有很大的影响。变压器绕组的排列要集中，从而降低漏感。应避免使用偏移或分离的骨架结构因为这些方法会导致很高的漏感，从而在初级箝位电路造成难以接受的损耗。初级绕组分开的“三明治”结构来降低漏感。一般说来，与使用单一初级绕组的变压器相比，使用分开初级绕组 的变压器的漏感将会减小一半。对于初级稳压方式的设计不建议采用初级绕组分开的结构，因其会导致较差的负载调整率在多路输出的变压器设计当中，具有最高输出功率的次 级绕组要最靠近初级绕组，这样可以加强耦合并使漏感最低。,多路输出交叉调节,隔离多路输出可以使用多绕组并绕，加强个绕组之间的耦合。对与不隔离多路输出，可以使用绕组叠层绕法，这样可以增加耦合系数。,关于漏感与耦合,漏感与耦合跟很多因素有关，一般准确计算是比较困难的。如需准确计算漏感，寄生电容等参数可以使用Maxwell二维场求解器。它可以精确绘出磁场分布，计算漏感及温升,关于漏感与耦合,Maxwell有pexprt工具专业设计变压器。,谢谢,
