开关电源设计报告.docx

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1、1开关电源主电路设计1.1主电路拓扑结构选择由于本设计的要求为输入电压176-264 V交流电，输出为24V直流电，因此中间需要将输 入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可 控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck电路构成。总体要求是先将AC176-264V 整流滤波，然后再经过BUCK电路稳压到24V。考虑到变换器最大负输出功率为1000W，因 此需采用功率级较高的Buck电路类型，且必须保证工作在CCM工作状态下，因此综合考虑， 本文采用全桥隔离型Buck变换器。其主电路拓扑结构如下图所示：D 2r1Dr 3C =I D :r 2lDr

2、4后级BUCK电路图1-1王电路拓扑结构1.2开关电源电路稳态分析下面将对全桥隔离型BUCK变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压V与后级输 g出电压V之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压匕代替前级电路，作 为后级电路的输入，且后级BUCK变换器工作在CCM模式，BUCK电路中的变压器可以用等 效电路代替。由于全桥隔离型BUCK变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK电路的 工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在2Ts的工作时间内，总共可分为四种 开关阶段，其具体分析过程如下：1）当0 t DT时，此时Q和D导通，其等效电路图如图1-2所示。图1

3、-2在0 t 。孔时等效电路v = nv(1-1)v = nv - v(1-2)(1-3)2)当dts t 孔时，此时gQ4全部关断，气和D5导通，其等效电路图如图1-3i = i - v / R1所小。此时前级输出V为0，假设磁化电流为0，则流过D和D电流相等，均为=i。 g652 Lt i (t)oR图1-3在DTs t 八时等效电路(1-4)v = 0(1-5)v = -v(1-6)3) 当 Ts t 1 + D)时，此时 Q2、。和D导通，其等效电路图如图1-2所示。II图1-4在Ts t (1 + D) T时等效电路(1-7)(1-8)v = nvv = nv - v其等效电路图如(

4、1-9)4）当Q + D）T t 9.55uH，综合考虑裕度，则L选取10uH。由于后级电容设计时要考虑，电容电压的纹波值要小于0.25V。电容电压纹波式子如A M TAv = Ls8C下：（1-21）V 也 、(1 - D)T 216LCsVc =16 LA v(1 - D)T 2 s将最大纹波值、负载电压并且考虑最小占空比，计算得c = 21F，同时考虑输出电容对纹波的影响，则C选取390uF。2系统开关模型建立和控制器的设计基于小信号开关等效模型理论，对全桥隔离型Buck变换器进行系统建模。由于开关电源 的规格要求输出稳定直流电压，因此维持电压稳定是本次设计的关键。在复频域下进行控制 器

5、设计时，将电容电压小信号变量（s）作为其输出，输入电压小信号变量V（s）和占空比小信 号变量0（s）作为输入，分别求出其传递函数，然后通过PI调节器对其进行校正，以其达到其 规格要求。2.1系统开关模型的建立由前述可知，后级BUCK电路在2Ts重复一次工作状态。因此系统建模只需考虑一个变量周期。在分析时，考虑MOSFET的导通电阻Ron和续流二极管的导通压降*。根据移动平均理论，对0 t DTS和在0 t DT时有：sDT t T两个阶段的关系式进行处理,如下所示:ig(t) = ni (tTtsv (t) = n(： v(t) ：. - 2i R ) -v(t)；L in t g on *

6、ts(v(t) Tr在 DT t T 时:i (t) = 0i(t)=(- v(t)t - v)ic (t) = (i (t )ts的/ T1r由电感伏秒平衡和电容安秒平衡得:(2.1)(2.2)di(ty.dtd：S：cs =： i =荣 dt c t - :s:i (t) = ndt) i(t)s TT=V(t) =d(t)nv (t) -2iR )F； -V +dXt)(- v(t); L tin t g on 、t Dsss*0+d(t)(i(t) -%)Rt Rs进行扰动分析令:一匕）(2.3)V (t)T = v + Vin (t) sd (t) = D + d (t)i (t=I

7、 + i(t)(2.4)y(t ),、= V + v(t)si (t) = I + i (t)gTsg g把式（2.4）代入式（2.3）中只保留一阶项得:Ld ( ) = nDv (t) + d(t)(nV - 2nR I ) - 2nDR i (t) - V(t) dtininon gon g（2.5）c 竺=i(t)-四dtRoni (t) = n(id(t) + Di(t)g由式（2.5）得电路的交流小信号等效电路如下图（2.1）所示。2.2系统频域特性计算带有反馈环节以及补偿器的变换器系统框图如图（2.2）所示3。sensor图（2.2 ）带有反馈环节以及补偿器的系统框图令 v(s)=

8、 G d(s)d(s) + G (s)Vg(s) -Z tioad(s)(2.6)结合式(2.6)把图(2.1)表示如下：VgUFVA _ -_i i1 IIII 111 111tilli i i i i i111111 1111111 11 1 11 ! 1t ! f匚投111iiiIlliiiiii1 III1 iiii1j*-i i卜*- 1111iiiiiiiiiiiiiiiii1111111iiiiiiiiiiiiiiii-7TTi i ii i i1 i ii i i:LLIlliiiii11!11L-11T-1J _1_r i - tft- r i i 5*-ii1 111 II

9、I1 nr r -I itt- -r ii i i i i ii11IIII!111 1 1 1 1r fttt rii i i i i ii11 IIII!11 1 1 1 1 1:T T T1 i i1 ! !t ! fiii1 !|i i_r 1111 1 1111ii iJJ-T111i_jtr iiiit_J _J_L_L JL11_1 1 1!iiiiai iiiiL_ L_J_L JL!71111111111111i1iiiiiiilL_ _L _J _J_L J L1111111111111i1iiiiiiiJL._L_ L.L.LJ 1:T V 11 I ti i i1 i

10、ii iIlliiiiiiif11! 1111iiiii1fittIII!1ii i 1iiiiiiiii111111111 IIII!1111111iiiiiiii111111111 IIII!1111111； i i1 i i f f1 I !iii图（2.8） 1/1+T的幅频特性曲线3系统的仿真本文1,2章已设计了变化器系统及其补偿器下面使用Saber仿真软件对系统进行仿真分 析。在saber中搭建仿真模型如图（3.1）所示，载波选取文献3第七章所述的三角波，模型 中交流电源的频率取工频50HZ。3.1负载电压为24V时系统的仿真与分析3.1.1未调节系统设计参数时时的仿真与分析输入电

11、压取最小值96V，载波使用频率为60KHZ的三角波（经过相应模块的配合， MOSFET的触发信号为30KHZ）。未设置补偿器时当负载在6ms由500W变为1000W时负载 电压波形如图（3.3）所示。由图（3.3）所示在负载为500W时负载电压的调节时间为3.80ms， 无超调，稳态值为21.89V，在6ms负载变为1000W时负载电压由21.89V变为6.90V经3.8ms 后趋于稳定最终稳态值为21.89V。当负载为800W，5ms时输入电压由180V变为260V时输 入电压波形图如图（3.3）（之后变换器输入电压变化时图形均如图（3.4）所示）所示，负载 电压波形如图（3.4）所示（。由

12、图（3.4）可知当输入电压由180V变为260V时负载电压会 逐渐变大最后稳定在23.08V调节时间为1.5ms无超调。图（3.2）6ms时负载由500W变为1000W时负载电压波形图（3.3） 6ms时输入电压由180V变为260V输入电压波形图（3.4）负载为800W输入电压由180变为260V负载电压波形有以上仿真结果可知当未加入补偿器时系统的稳态误差很大，最大为6.9V即为14.4%； 负载电压调节时间在1ms-3ms之间，波形无超调。系统的稳态误差过大需要重新调节。3.1.2设置补偿器时系统的仿真在3.1.1（输入电压为96V）的基础上添加PI补偿器其中比例系数为2.2,积分系数为4

13、9。 负载电压波形图如图（3.5）所示。当负载功率为500W时负载电压稳态值为23.55V与设计 值偏差0.94%，调节时间为4.35ms，超调量为0.3V，纹波电压分峰峰值为0.078V； 6ms时负 载功率变为1000W时负载电压由24V下降为6.16V新的稳态值为23.62V（与设计值偏差为 0.78%），调节时间为2.63ms。稳态值放大后的图像如图（3.6）所示，负载波形稳定后其纹波 电压峰峰值为0.012V。图（3.5）负载功率由500W变为1000W时负载电压波形图图（3.6）负载变化后负载电压稳态波形放大图当负载为800W输入电压由180V变为260V时负载电压波形如图（3.7

14、）所示。当输入电 压为180V时负载电压稳定值为23.81V即与设计值偏差为0.40%，调节时间为3.90ms，无超 调，纹波电压峰峰值为0.051V；负载在6ms时输入电压变大经过一定时间的调节负载电压达 到稳态值24.87V，调节时间为1.60ms，无超调，纹波较大，图（3.8）为其稳态值的波形放大 图由图可知纹波电压的峰峰值为0.065V。图（3.7）输入电压由180V变为260V时负载电压波形图（3.8）输入电压变化后负载电压稳态波形放大图由以上结果可知加入补偿器后各项指标均满足设计要求。3.2损耗验证随着输出功率的增加流过电源的电流也会增大则二极管和MOSFET的损耗也随之增加， 在

15、进行效率运算时分母随之线性增加但是MOSFET损耗与流过其电流的平方正正比电流的 变化其损耗受电流影响十分明显；在同等输出功率情况下输入电压越小则流过器件的电流越 大。负载电压为23.85V近似为24V，则输出功率已达到1000W；将电传感器放在整流二极管 的外侧得到电流波形如图（3.9）所示，对其进行平均值的求取得Iav=31.4A，则二极管导通损 耗为Pd = 2x 1 x 31.4=62.8W ；图（3.11）给出整流二极管外侧电压波形图，该电压为直流 电，电压与电流乘积的波形如图（3.12）所示，图（3.13）求出它在一个稳定周期内的平均值 为1038W。则变换器的效率近似为n = 1

16、000 x 100% = 90.84%。62.8 +1038图（3.9）整流管外侧电流波形图图（3.10）求取输出电流平均值图（3.11）整流管外侧输出电压波形图（3.12）整流二极管外侧电压电流乘积波形图图（3.13）在一个稳定周期内对输出功率求取平均值4总结本文按照设计要求进行了变换器的设计，计算与仿真，给出了变换器各元器件的参数并 选取了所需器件的实际型号或者给出了参考，；建立了全桥Buck变换器的平均模型和交流小 信号等效电路，设计了补偿器并对对补偿前后环路增益的幅频和相频特性进行分析。在理论 分析的基础上建立了 Saber仿真模型经过对相关参数的调节使变换器的性能达到了设计要求， 对损耗进行了仿真验证在所选计算点效率达到了 90.84% （取变压器效率为100%）。本文存在着许多不足，如只给出了变压器磁芯的材料，并没有对变压器绕组、饱和以及 体积等重要因素进行分析和设计也没有对电感的具体制作给出参考，另外电容和电感的值选 取偏大，没有尽量使其值减小以减小变换器的体积。完成本次设计使我加深了对全桥Buck变换器的理解，对平均模型的理解也有了提高，熟 悉了运用交流小信号模型并结合频谱分析对变换器进行设计对系统对自动控制的基本概念也 有了新的认识；发现自己的很多在理论和硬件设计上的许多的不足之处，为进一步学习提供 了一定的启发和指引。