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1、2023年7月2日,第1页,混频无线通信系统结构通信系统主要性能指标本章小结,第二章 通信系统结构及性能指标,2023年7月2日,第2页,在保持相同调制规律的条件下，将输入已调信号的载波频率从fs变换为固定fi的过程称为变频或混频。,（以调幅为例）,在接收机中，fi称为中频。一般其值为,其中fo是本地振荡频率。,超外差式接收机,1.定义,其中，fi大于fs的混频称为上混频，fi小于fs的混频称为下混频。,混频,2023年7月2日,第3页,举例,经过混频器变频后，输出频率为,混频的结果：较高的不同的载波频率变为固定的较低的载波频率，而振幅包络形状不变。,2023年7月2日,第4页,图 5.4.2
2、 变频前后的频谱图,2.混频的实质,线性频率变换,频谱搬移,2023年7月2日,第5页,我们知道，在频谱搬移电路中，输出信号的频率成分与输入信号的频率成分不同，因此，要实现频谱搬移，要求电路必须能够产生新的频率成分。根据我们所学知识，线性电路是不能产生新的频率成分的（为什么？），因此要实现频谱搬移，必须使用非线性电路，在非线性电路中，其核心是非线性器件。线性电路的分析方法在非线性电路中是不适用的，它有其特有的分析方法，主要有级数展开发和时变参数分析法等。,2023年7月2日,第6页,图 a 线性电阻的伏安特性曲线,图 b 半导体二极管的伏安特性曲线,与线性电阻不同，非线性电阻的伏安特性曲线不是
3、直线。,End,2023年7月2日,第7页,图 5.2.4 线性电阻上的电压与电流波形,图 5.2.5 正弦电压作用于二极管产生非正弦周期电流,输出电流与输入电压相比，波形不同，周期相同。可知，电流中包含电压中没有的频率成分。,2023年7月2日,第8页,End,A.传输特性,设：,直流分量；,基波分量和谐波分量：,组合频率分量：,“非线性”具有频率变换作用。,2023年7月2日,第9页,混频,混频原理(频域分析）,实信号的Fourier变换：正负频率分量同时存在且互为共轭,复信号可能只存在单边频率分量,2023年7月2日,第10页,第二章,混频,2023年7月2日,第11页,混频,混频器是三
4、端口器件,结论：时域相乘=频域卷积=频谱搬移,2023年7月2日,第12页,实混频：本振信号为实信号的混频,混频,1）上变频,2023年7月2日,第13页,2）下变频（正弦载波幅度调制信号的解调）：射频 中频/基带,混频,2023年7月2日,第14页,3）镜像频率,混频,2023年7月2日,第15页,第二章,复混频：载波为复指数载波,混频,1)基带信号上变频,2023年7月2日,第16页,第二章,混频,2)实信号下变频（正交下变频）,2023年7月2日,第17页,第二章,3)复信号下变频,混频,2023年7月2日,第18页,第二章,无线接收机组成,射频滤波器1 选择工作频段，限制输入带宽，减少
5、互调(IM)失真 抑制杂散(Spurious)信号，避免杂散响应 减小本振泄漏，在FDD系统中作为频域双工器 低噪声放大器 低噪声，在不造成接收机线性度恶化的前提下提供一定的增益，抑制后续电路噪声,无线通信系统结构,2023年7月2日,第19页,第二章,射频滤波器 2抑制由LNA放大或产生的镜像干扰进一步抑制其它杂散信号减小本振泄漏混频器下变频器接收机中输入射频信号最强的模块，线性度极为重要，同时要求较低的噪声注入滤波器滤除来自本振的杂散信号中频滤波器抑制相邻信道干扰，提供选择性滤除混频器等产生的互调干扰如果存在第二次变频，需要抑制第二镜频,无线接收机结构,2023年7月2日,第20页,第二章
6、,Z.Q.LI,中频放大器将信号放大到一定的幅度供后续电路(如模数转换或解调器)处理通常需要较大的增益并实现增益控制本振模块提供稳定的本振信号频率低的振荡器能够获得比较好的噪声性能,无线接收机结构,2023年7月2日,第21页,第二章,无线接收机结构 超外差,超外差(Super-heterodyne)结构,超外差（Super Heterodyne）体系结构于1917年由Armstrong发明由天线接收的射频信号首先经过射频带通滤波器（RF BPF）、低噪声放大器（LNA）和镜像干扰抑制滤波器（IR Filter），进行第一次下变频，产生固定频率的中频（IF）信号。固定频率的中频信号通过中频带通
7、滤波器（IF BPF）进行信道选择对中频信号进行第二次下变频得到所需的基带信号。,2023年7月2日,第22页,第二章,各个模块的作用 RF BPF：衰减带外信号和镜像干扰。IR Filter：抑制镜像干扰，将其衰减到可接受的水平。第一次下变频：使用可调的本地振荡器（LO1），全部频谱被下变频到一个固定的中频。IF BPF：用来选择信道，称为信道选择滤波器，在确定接收机的选择性方面起着非常重要的作用。第二次下变频：产生同相（I）和正交（Q）两路基带信号。,1）超外差结构特点,依靠周密的中频频率选择和高品质的射频(镜像抑制)和中频(信道选择)滤波器，一个精心设计的超外差接收机可以达到很高的灵敏度
8、、选择性和动态范围，因此长久以来成为了高性能接收机的首选。超外差结构有多个变频级，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第23页,第二章,使用混频器将射频信号搬到一个较低的中频频率，然后再进行信道滤波、放大和解调，解决了高频信号处理所遇到的困难。由于镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Q值带通滤波器，它们只能在片外实现，因此，难以进行单片集成。超外差接收机的成本高、尺寸大。由于中频远小于信号载频，因此在中频段对有用信道进行选择比在载频段的选择对滤波器的Q值要求要低得多。,两个概念：频带(band)和信道(channel)美洲IS-95蜂窝
9、移动通信系统发射频带：824-849MHz，接收频带：869-894 MHz，带宽：25MHz信道数量：832/频带，信道带宽为30kHz。,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第24页,第二章,接收机从天线上接收到的信号很弱（150 dBm至90 dBm）接收机需要放大100-180dB。为了使放大器稳定工作，一个频带内的放大器的增益一般不超过50-60dB。超外差接收机方案将接收机总增益分散到高频、中频和基带三个频段上。在较低的固定中频上实现窄带高增益放大器比在载波频段上更容易和更稳定。同时解调或A/D变换在较低的固定中频上进行也比较容易。,中国GSM系统 上行频带：890915M
10、Hz(移动台发、基站收)下行频带：935960MHz(移动台收、基站发)频带带宽：25MHz，信道带宽为200 kHz。,2）增益的分配,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第25页,第二章,低噪声放大器(LNA)低噪声放大器(LNA)应具有一定增益以减弱混频器和中频放大器的噪声对整机的影响，提高接收机灵敏度。LNA的增益不宜太高，因为混频器是非线性器件，进入它的信号太大，会产生非线性失真。LNA增益一般不超过25dB。,3）本振频率的选择,本振频率可以高于(High-side Injection)或低于(Low-side Injection)信号频率，这取决于所引入镜像干扰的大小和振
11、荡器设计的难易程度。一般来说低频的振荡器相对于高频来说可以获得更低的噪声性能，但是较小的变频范围。,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第26页,第二章,4）寄生通道干扰,超外差接收机的最大缺点是组合干扰频率点多。混频器不是一个理想乘法器，而是一个能完成相乘功能的非线性器件，它将进入的频率为wRF的有用信号和频率为wLO的本振信号，以及混入的干扰信号(如w1、w2)，通过混频器非线性特性中的某一高次方项组合产生组合频率，它们可以表示为若它们落在中频频带内，就会形成对有用信号的干扰。通常把这些组合频率引起的干扰称为寄生通道干扰。寄生通道干扰中最为严重的干扰是“镜像干扰”。消除镜像干扰的唯
12、一办法是不让它进入混频器，这要靠RF-Filter滤除镜像干扰，滤除效果取决于Q值。,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第27页,第二章,例题：设信号频率是900MHz，中频是10.7MHz，镜像频率是921.4MHz。若RF-Filter采用单调谐LC回路，中心频率调谐在900MHz，要求回路对镜像频率衰减 60dB，计算调谐回路Q值。解：谐振回路的归一化选频特性：,LC回路很难实现这么高的Q值，需要使用其它类型射频滤波器。由于滤波器位于接收机的最前端，它的衰减会增加接收机的噪声系数，因此其损耗应控制在几分贝以内。为了在有限的Q值内有效的衰减镜像频率，另一种方法是增大中频频率，因此
13、中频频率的选择非常重要。,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第28页,第二章,多次变频为了解决中频选择中遇到的“灵敏度”和“选择性”的矛盾，以获得更高的灵敏度和选择性，有时需要通过2次或更多次变频，在多个中频频率上逐步滤波和放大。,5）灵敏度与选择性,如果超外差接收机的射频放大器、混频器等电路存在二次失真，将会引起所谓的Half-IF问题,6)半中频(Half-IF)干扰,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第29页,第二章,本振与半中频干扰信号混频后经过二次失真,本振的2次谐波与半中频干扰的2次谐波相混频,无线接收机结构 超外差,2023年7月2日,第30页,第二章,零中频
14、(zero-IF)或直接下变频(direct-conversion)接收机,无线接收机结构 零中频,1)结构,零中频接收机结构是接收机最自然、最直接的实现方法零中频接收机的本振频率wLO等于载频wRF，即中频wIF为零不存在镜像频率，也就没有镜像频率干扰问题，不需要镜频抑制滤波器,由于下变频是基带信号，因此不需要专用的中频滤波器来选择信道，而只须用低通滤波器来选择有用信道，并用基带放大器放大即可，有利于系统的单片集成和降低其成本与功耗,2023年7月2日,第31页,第二章,2)存在的问题,(1)本振泄漏(LO Leakage),如果本振信号是差分的，则泄漏到天线端会相互抵消。,(2)偶次失真干
15、扰(Even-Order Distortion),混频器的RF口与IF口的隔离度有限，干扰信号对基带信号造成干扰,无线接收机结构 零中频,2023年7月2日,第32页,第二章,射频信号的二次谐波与本振输出的二次谐波混频后，被下变频到基带上，与基带信号重叠，造成干扰,混频器RF端口会遇到同样问题。因为加在混频器RF端口上的信号幅度最强，所以混频器的偶次非线性会在输出端产生严重的失真。解决问题方法：采用差分结构，可以提高电路的2阶截点(IP2)，降低LNA的2次非线性。因此，偶次失真的解决方法是在低噪放和混频器中使用全差分结构以抵消偶次失真。,无线接收机结构 零中频,2023年7月2日,第33页,
16、第二章,由自混频(self-mixing)引起。由本振泄漏的本振信号从天线回到LNA，进入下变频器的射频口，它和本振信号混频，差拍直流。同样，进入LNA的强干扰信号也会由于混频器各口的隔离性能不好而漏入本振口，反过来和射频口的强干扰混频，差拍为直流。,(3)直流偏差(DC offset),直流偏移往往大于射频前端的噪声，使信噪比变差，而且大的直流偏移可能使混频器后的放大器饱和。,无线接收机结构 零中频,2023年7月2日,第34页,第二章,自混频引起的直流偏差计算,由天线至X点的总增益约为100dB，本振信号的峰峰值为0.63V（在50中为0dBm），在耦合到A点时本振信号被衰减了60dB。如
17、果低噪放和混频器的总增益为30dB，则混频器输出端将产生大约10 mV的直流偏差。而在这一点上的有用信号电平可以小到30Vrms。因此，如果直流偏差被剩余的70dB增益直接放大，放大器将进入饱和状态，失去对有用信号的放大功能。,无线接收机结构 零中频,2023年7月2日,第35页,第二章,数字信号处理 直流偏差可以在数字域通过数字信号处理的方法减弱，但算法相当复杂。尤其是当直流偏差为时变的，消除干扰就更困难。交流耦合(AC Coupling)将下变频后的基带信号用电容隔直流的方法耦合到基带放大器，以此消除直流偏差的干扰。对于直流附近集中了比较大能量的基带信号，这种方法会增加误码率，不宜采用。因
18、此减少直流偏差干扰的有效方法是将欲发射的基带信号进行适当的编码并选择合适的调制方式，以减少基带信号在直流附近的能量。此时可以用交流耦合的方法来消除直流偏差而不损失直流能量。缺点是要用到大电容，增大了芯片的面积。,消除直流偏差的方法,无线接收机结构 零中频,2023年7月2日,第36页,第二章,谐波混频(Harmonic Mixing)本振信号频率选为射频信号频率的一半，混频器使用本振信号的二次谐波与输入射频信号进行混频。由本振泄漏引起的自混频将产生一个与本振信号同频率的交流信号，但不产生直流分量，从而有效地抑制了直流偏差。,无线接收机结构 零中频,2023年7月2日,第37页,第二章,I/Q失
19、配元件失配会造成两条正交支路不匹配，产生失真。采用DSP方法进行补偿。,低频噪声(1/f noise)有源器件内部存在闪烁噪声(1/f noise)，尤其是MOSFET的1/f噪声比较大，对零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比。混频器设计为有一定增益，而且设计时应尽量减小混频器的1/f噪声。,无线接收机结构 零中频,2023年7月2日,第38页,第二章,二次变频宽中频接收机,无线接收机结构 宽中频,使用两次复混频，有效地解决了镜频干扰问题与超外差结构相比，这种结构省去了片外滤波器，提高了系统集成度。二次变频宽中频接收机的第一本振采用固定频率，整个信号频段被搬移到第一中频；第二本振采用可变频率，
20、完成调谐功能；第二中频为零中频，使用低通滤波器选择信道。,2023年7月2日,第39页,第二章,但是第二本振频率较低，要获得大变频范围较为困难。同时由于第一中频处没有信道选择滤波，所有信道均被放大后进行第二次变频，相邻信道的干扰较为严重，因此对动态范围有较高的要求。,与零中频相比，不存在直流漂移和本振泄漏问题。固定频率的第一本振和低频的第二本振可以使振荡器和频率合成器的相位噪声获得改善。,无线接收机结构 宽中频,2023年7月2日,第40页,第二章,无线接收机结构 低中频,二次变频低中频结构,二次变频低中频结构与宽中频一样采用两次复混频来抑制镜频干扰，所不同的是降低了中频频率,直流偏移不会干扰
21、有用的低中频信号。模数转换器(A/D Converter,ADC)可以放在第二次变频之前，在数字模块实现镜频抑制，可以大大降低正交失配，但对模数转换器精度要求较高。使用复混频以抑制镜像干扰，同时需要结合使用额外的镜频抑制措施，如镜频陷波滤波器(notch filter)、多相滤波器(poly-phase filter)和数字滤波器等，以进一步提高镜像抑制能力。,2023年7月2日,第41页,第二章,镜像抑制接收机,1）Hartley 镜像抑制接收机（Hartley image-reject receiver）,90移相：Hilbert Filter,无线接收机结构 镜像抑制,2023年7月2日
22、,第42页,第二章,无线接收机结构 镜像抑制,2023年7月2日,第43页,第二章,2）Weaver 镜像抑制接收机（weaver image-reject receiver）,无线接收机结构 镜像抑制,2023年7月2日,第44页,第二章,直接上变频(Direct-conversion),结构简单功放对本振形成干扰(LO pulling or injection locking)本振频率可以通过加减一个偏移量来获 得，从而避免LO pulling,无线发射机结构,2023年7月2日,第45页,第二章,通信系统主要性能指标 噪声,噪声类型噪声是一种随机过程，用概率密度函数(PDF)和功率谱密度
23、(PSD)来描述。电阻的热噪声(Thermal Noise）热噪声是由导体中电子的随机运动引起的，它会引起导体两端电压的波动，热噪声谱密度与绝对温度成正比。散弹噪声(Shot Noise)散弹噪声由载流子经过PN结时产生，电路模型为一个并联的电流源,其中I为电流，q为电子电荷，q=1.610-19 C,其中R为电阻，k为波尔茨曼常数，k=1.3810-23 J/K,分配噪声(Partition Noise),分配噪声由双极型晶体管中载流子在基区复合过程的随机性而引起的电流IB和IC分配比例的随机变化而产生。,其中a为共基晶体管电流放大系数，a0为直流共基电流放大系数，它们之间满足关系式,202
24、3年7月2日,第46页,第二章,通信系统主要性能指标 噪声,其中的fa是a的上截止频率。当晶体管工作于高频段且满足ffa，,其中A是电阻的面积，R是方块电阻，V是电阻两端的电压，K是与具体材料有关的参数,闪烁噪声(Flicker Noise,1/f Noise),闪烁噪声主要由晶格的缺陷产生，电路模型为一个并联的电流源,2023年7月2日,第47页,第二章,噪声的平均功率与相关性,噪声的平均功率电路中使用的噪声电压和电流的均方值相当于1W负载上的平均噪声功率或功率谱密度(频率f处1 Hz带宽内的功率)，单个噪声源的平均功率可以表示为,噪声的相关性两个噪声源n1(t)和n2(t)不相关两个噪声源
25、n1(t)和n2(t)相加以后的平均功率为,n1(t)与n2(t)不相关时有,通信系统主要性能指标 噪声,2023年7月2日,第48页,第二章,设系统的传递函数为H(f)，且在f=f0时|H(f)|值最大，则系统的噪声带宽定义为,噪声带宽(Noise Bandwidth),通信系统主要性能指标 噪声,2023年7月2日,第49页,第二章,噪声系数定义,噪声系数(Noise Factor),式中 Nout,total 总的输出噪声功率 Nout,source 信号源噪声产生的输出噪声功率,噪声指数(Noise Figure，NF),噪声功率,通信系统中通常认为信号源噪声是由其内阻RS引起的，如果
26、输入噪声功率为Nin，系统功率增益为G，则有,当输入匹配时，Nin=kTB，则有,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第50页,第二章,噪声系数的另一种定义,若输入和输出信号功率分别为Sin和Sout，F 可以表示为,这是噪声系数另一个较为直观和更为常用定义。即噪声系数等于系统输入信噪比与输出信噪比的比值。如果用dB表示，噪声指数为输入信噪比与输出信噪比dB值的差值。上式成立的条件是系统的信号功率增益和噪声功率增益相等，或者说系统是线性的。问题：F 1？经过一连串的电路后，信噪比会不会低到不能忍受的地步？,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第51页,第二章,既
27、然电路元件(除了理想的电感、电容等)都存在噪声，那么我们必须非常清楚的一个概念是，普通电路的输出噪声功率谱密度都将大于输入噪声功率谱密度噪声的存在限制了电路所能处理的最小输入信号，亦即电路的灵敏度(Sensitivity)或最小可测信号(MDS，Minimum Detectable Signal)，因此电路的噪声通常被等效到输入端，尽管噪声被等效到输出也可以达到同样的目的任何一个有噪双端口网络的内部噪声都可以由其输入端的两个噪声源来等效：噪声电压源 和噪声电流源,噪声系数计算,当信号源阻抗较小时，噪声电压源起主要作用；当信号源阻抗较大时，噪声电流源起主要作用。噪声电压源和噪声电流源的计算分别在
28、信号源短路和开路两种极端情况下进行。,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第52页,第二章,噪声系数的计算并不需要严格地按照定义去求输出噪声功率或信噪比，我们可以通过电路输入端的噪声来计算，而且这样更方便，因为我们可以利用电路的等效输入噪声源：,注意：这里计算噪声系数时使用的是噪声功率谱密度，即单位带宽内的噪声比值,第一步：仅考虑信号源噪声，其它的电压源和电流源应分别短路和开路，此时ab点之间的噪声电压为vn,S,噪声电压均方值为,第二步：应考虑所有噪声源，总噪声电压为vn,S+vn+inRS,噪声电压均方值为,噪声系数与信号源内阻有关！,通信系统主要性能指标 噪声系数,202
29、3年7月2日,第53页,第二章,当vn和in不相关时,其中，输出端的总噪声为,求使噪声系数最小的最佳信号源内阻RSopt,显然它不等于射频电路的实际信号源内阻50欧姆。因此在电路设计时，信号源和网络之间存在两种匹配，即功率传输最大的共扼匹配和噪声系数最小的噪声匹配。,噪声系数的另一种计算公式,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第54页,第二章,结论：电阻RP越大，噪声系数越小，这与最大功率传输要求的匹配条件不一致。,1）电阻的噪声系数,2）无源有耗网络的噪声系数,设无源四端网络输入端的信号源内阻为Rs，网络输出电阻为Ro，在网络输 入、输出端均匹配的条件下插入损耗为L。,结论
30、：无源有耗网络的噪声系数等于插入损耗。,输入和输出匹配时，Ni=No=kTB,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第55页,第二章,定义：任何一个线性网络，如果它产生的噪声是白噪声，则可以用处于网络输入端温度为Te的电阻所产生的热噪声源来代替，而把网络看作是无噪的。温度Te称为线性系统的等效噪声温度。,3）等效噪声温度,若放大器输入端的源内阻为Rs，放大器的转化功率增益为GT，带宽为B，由放大器本身产生的输出噪声功率为Noi。输入匹配时温度为Te的电阻在输入端产生的噪声功率是kTeB，输出噪声功率为Noi=kTeBGT，则等效噪声温度为Te=Noi/(kBGT)，注意等效噪声温
31、度与引用电阻阻值无关。,4）等效噪声温度与噪声系数的关系,当网络输入端匹配时，有,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第56页,第二章,5）级联系统的等效噪声系数,图中GAi为第i级放大器的资用功率增益，Fi为第i级的噪声系数，它是以其前一级的输出电阻为参考计算得到的。,级联后的总噪声系数为,公式中，GAi和Fi均为线性值，而非dB值。显然，系统噪声系数主要取决于前级电路的噪声系数。因此，为了实现较低的噪声系数，系统噪声的优化主要集中在对前级电路的噪声优化上。,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第57页,第二章,考虑两级放大器级联。设系统的输入、输出和级间均匹
32、配，即系统完全匹配。信号源内阻RS在输出端产生的噪声功率NS为,总噪声系数为,1)完全匹配情况下的噪声系数公式推导,第一级放大器在输出端产生的噪声功率N1为,第二级放大器在输出端产生的噪声功率N2为,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第58页,第二章,2)一般情况下噪声系数公式推导,考虑两级放大器级联，其中Av1和Av2为相应放大器无负载时的电压增益。,第一级输入端的噪声为,第二级输入端的噪声为,最终的输出噪声为,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第59页,第二章,从vin到vout的总电压增益为,信号源在输出端产生的噪声为,系统噪声系数为,经过化简之后,通
33、信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第60页,第二章,Ftotal表达式右边第一项为F1，下面关注右边第二项。信号源的资用功率为,而第一级放大器的输出资用功率为,因此其资用功率增益为,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第61页,第二章,Ftotal可以表示为,其中,F2以第一级的输出电阻作为参考源电阻时第二级的噪声系数。,通信系统主要性能指标 噪声系数,2023年7月2日,第62页,第二章,线性失真的特点,线性失真是由电路的线性电抗引起的失真，一般表现为幅度失真或者相位失真。输出信号中不产生输入信号中所没有的新的频率分量。,通信系统主要性能指标线性失真,2023
34、年7月2日,第63页,第二章,晶体管非线性模型(Modeling of the Nonlinearity),由于晶体管都是非线性的，如双极型晶体管的集电极电流与基极-发射极电压之间呈指数关系，场效应管的漏极电流与柵源电压之间呈平方律关系，它们分别表示为,小信号和大信号,模拟电子线路中的晶体管交流等效电路为小信号等效电路，与晶体管的静态工作点有关，不适用于大信号状态。,1.非线性模型,如果输入信号幅度很小，那么上式中2次及以上的项就可以忽略而成为小信 号的情况。在许多情况下我们可以忽略3次以上的项。,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第64页,第二章,2.谐波失真(Harmon
35、ic Distortion),当输入信号为 x(t)=Acos(t)时，输出信号为,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第65页,第二章,3.增益压缩(Gain Compression),当输入为一个单频信号时，输出的基波分量(The Fundamental Component)幅度为,如果a1和a3的符号相反，则信号增益将随幅度A的增大而减小。如果用对数(功率)来表示放大器的输入和输出信号幅度，可以清楚地看到输出功率随输入功率增大而偏离线性关系的情况。当输出功率与理想的线性情况偏离达到1dB时，放大器的增益也下降了1dB，此时的输入信号功率(或幅度)值称为输入1-dB增益压缩
36、点(Input 1-dB Gain Compression Point，IP1dB)，对应的输出功率表示为OP1dB。,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第66页,第二章,4.大信号阻塞(Blocking)和交调失真(Cross Modulation),1)大信号阻塞,系统同时接收到一个有用信号 和一个干扰信号,系统输出信号中有用信号的基波幅度为,当，即 时,当A2=0时，基波幅度=a1A1，有用信号所得到的增益为a1。,当A2很大，且a1和a3的符号相反时，有 基波幅度=,即有用信号所得到的增益将远小于a1，即有用信号被干扰信号阻塞了，即放大器或接收器的灵敏度降低了。射频电
37、路设计时，抗强信号阻塞是一个很重要的指标，通常要求引起射频接收机阻塞的信号比有用信号大60至70dB。,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第67页,第二章,2)交调失真,在大信号阻塞分析中，考虑干扰信号含有调幅成分，即输入信号为,系统输出信号为,有用信号含有干扰信号的调幅信号。因此干扰信号的调幅信号会通过系统的非线性转移到有用信号的幅度上，这就称为交叉调制，使有用信号产生了失真。如果有用信号也为幅度调制信号，则解调后的信号含有干扰信号。交调失真是由非线性器件的三次方项产生的。,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第68页,第二章,在系统的输出信号中,除了基波分
38、量w1和w2外，还包含了它们的各种组合频率(不仅仅是谐波)，即输出信号的频率分量为w=|mw1+nw2|，m,n=-,-1,0,1,+,m和n不为0时的频率分量相当于通过w1和w2相互调制而产生，因此称为互调分量，由3次失真引起的互调分量称为3次互调分量(IM3)，其中需要重点考虑的是2w1-w2和2w2-w1这两项，因为它们就在基波分量附近。,5.互调(Intermodulation),如果系统的输入信号为两个幅度相等、频率间隔很小的余弦波，表示为,x(t)=Acosw1t+Acosw2t,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第69页,第二章,6.三阶截点(IP3,3rd o
39、rder intercept point),输入信号x(t)=Acosw1t+Acosw2t经过一个3阶非线性系统y(t)=a1x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)后，输出信号中包含的频率分量为,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第70页,第二章,比较基波分量中的a1A和三次互调量3a3A3/4可以发现，随着信号幅度A的增大，输出信号中的基波分量a1A与三次互调量3a3A3/4会在某一点达到相同的幅度，这一点称为三阶截点IP3，对应的输入信号幅度或功率值称为输入三阶截点IIP3，对应的输出信号幅度或功率值称为输出三阶截点OIP3。,当用对数形式(dBm)来表示输入输出信号
40、大小时，基波和IM3分量随输入信号的增加而上升的斜率分别为1和3，这个特点可以用于一些简单的估算。,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第71页,第二章,IIP3测量 在系统输入端加两个幅度相等、频率间隔很小的正弦波(双音信号)，输入功率为Pin。然后测量系统输出端的基波分量与三次互调分量的功率之差，记为DP，那么电路的IIP3可以近似表示为,测量时应注意，为了保证IIP3测量的准确性，输入的双音信号幅度应尽量小，以避免产生增益压缩。,输入双音信号幅度大小如何考虑？,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第72页,第二章,IIP3的准确测量需要在一定范围内逐点改变
41、输入信号功率，直到可以在对数坐标中清楚地分辨出基波的斜率1和IM3的斜率3的直线，还常常包括增益压缩的特性。下图为一个混频器的IIP3测量结果，其输入三阶截点达到8dBm。,输入双音信号幅度大小如何考虑？,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第73页,第二章,7.P1dB与IIP3的关系,根据P1dB的定义可以推导出,根据三阶截点的定义可以推导出,计算三阶截点处的输入信号幅度与1-dB压缩点处输入信号幅度的比值，得,输入三阶交调点会比1dB压缩点高大约10 dB。,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第74页,第二章,8.级联电路的等效IIP3,两级放大器的级联
42、电路如右图所示，图中符号的下标d表示有用信号，下标u表示三阶互调量。,第一级放大器输出端的有用信号Pd1为,第一级放大器输出端的三阶互调量Pu1为,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第75页,第二章,第二级放大器输出端的有用信号为,第二级放大器输出端的三阶互调量Pu2由两部分组成，第一部分是Pu1经第二级放大器放大后得到的，用Pu2,1表示；第二部分是Pd1通过第二级放大器的非线性产生的，用Pu2,2表示。,由于Pu2,1 和Pu2,2是相关的，Pu2必须通过电压相加得到。,Pu2,1对应的电压Vu2,1为：,Pu2,2对应的电压Vu2,2为：,通信系统主要性能指标非线性失真
43、,2023年7月2日,第76页,第二章,两级放大器级联后的等效IIP3(总IIP3)为,n级放大器级联后的等效IIP3(总IIP3)为,级联放大器的线性度主要取决于前级还是后级？,通信系统主要性能指标非线性失真,2023年7月2日,第77页,第二章,灵敏度,通信系统主要性能指标灵敏度和动态范围,用来衡量接收机检测微弱信号的能力。定义：接收机能够检测到的最小信号功率Pmin（dBm）。其中,动态范围,由于互调等非线性因素，信号不断增大将导致误码率上升，也就是说，噪声和非线性决定了系统的动态范围。动态范围有多种定义，例如可以用1-dB压缩点作为信号上限，也可以用无杂散动态范围作为信号上限。,202
44、3年7月2日,第78页,第二章,无杂散动态范围(Spurious Free Dynamic Range，SFDR),SFDR常见的定义为IM3与输出噪声相等时输入信号与等效输入噪声之比。,通信系统主要性能指标动态范围,2023年7月2日,第79页,第二章,从系统的角度介绍了无线通信系统的组成。分析了多种收发机结构的优缺点 超外差接收机、零中频接收机、二次变频宽中频接收机 二次变频低中频接收机、镜像抑制接收机、直接上变频发射机 超外差发射机介绍了无线通信系统主要指标的定义及基本概念 噪声系数、线性度、动态范围和误码率,本章小结,2023年7月2日,第80页,第二章,参考文献,1.通信电子线路 解月珍 谢元清 机械工业出版社 2003年2.CMOS射频集成电路设计 余志平 周润德等 电子工业出版社 20063.无线通信原理与应用 周文安 付秀花等 北京电子工业出版社 2006 4.高频电子线路 阳昌汉 北京高等教育出版社 20065.射频集成电路与系统李智群 王志功 编著 科学出版社 2008年8月 6.射频通信电路学习指导 陈邦媛编著,
