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1、Power MOS FET基础知识,内容,1)發展和原理介紹2）结构和特征3）如何读懂数据手册-最大额定值-电气参数4)如何选择兼容产品5)封装列表6)擊穿問題討論,發展,MOSFET”是英文metal-oxide-semiconductor field effect transistor的缩写，意即“金属氧化物半导体场效应晶体管”。小信号MOSFET主要用于模拟电路的信号放大和阻抗变换，但也可应用于开关或斩波。功率MOSFET除少数应用于音频功率放大器，工作于线性范围，大多数用作开关和驱动器，工作于开关状态，耐压从几十伏到上千伏，工作电流可达几安培到几十安培。功率MOSFET都是增强型MOS
2、FET，它具有优良的开关特性。近年来，功率MOSFET广泛地应用于电源、计算机及外设（软、硬盘驱动器、打印机、扫描器等）、消费类电子产品、通信装置、汽车电子及工业控制等领域。,主要特點,MOS场效应管是在金属栅极与沟道之间有一层二氧化硅绝缘层，因此具有很高的输入电阻（最高可达1015）。它也分N沟道管和P沟道管，符号如图1所示。通常是将衬底（基板）与源极S接在一起。根据导电方式的不同，MOSFET又分增强型、耗尽型。所谓增强型是指：当VGS=0时管子是呈截止状态，加上正确的VGS后，多数载流子被吸引到栅极，从而“增强”了该区域的载流子，形成导电沟道。耗尽型则是指，当VGS=0时即形成沟道，加上
3、正确的VGS时，能使多数载流子流出沟道，因而“耗尽”了载流子，使管子转向截止,圖形,結構,图1是典型平面N沟道增强型MOSFET的剖面图。它用一块P型硅半导体材料作衬底(图la)，在其面上扩散了两个N型区(图lb)，再在上面覆盖一层二氧化硅(SiQ2)绝缘层(图lc)，最后在N区上方用腐蚀的方法做成两个孔，用金属化的方法分别在绝缘层上及两个孔内做成三个电极：G(栅极)、S(源极)及D(漏极)，如图1d所示。从图1中可以看出栅极G与漏极D及源极S是绝缘的，D与S之间有两个PN结。一般情况下，衬底与源极在内部连接在一起。图1是N沟道增强型MOSFET的基本结构图。为了改善某些参数的特性，如提高工作
4、电流、提高工作电压、降低导通电阻、提高开关特性等有不同的结构及工艺，构成所谓VMOS、DMOS、TMOS等结构。图2是一种N沟道增强型功率MOSFET的结构图。,圖形（1）,工作原理,要使增强型N沟道MOSFET工作，要在G、S之间加正电压VGS及在D、S之间加正电压VDS，则产生正向工作电流ID。改变VGS的电压可控制工作电流ID。如图3所示（上面）。若先不接VGS(即VGS0)，在D与S极之间加一正电压VDS，漏极D与衬底之间的PN结处于反向，因此漏源之间不能导电。如果在栅极G与源极S之间加一电压VGS。此时可以将栅极与衬底看作电容器的两个极板，而氧化物绝缘层作为电容器的介质。当加上VGS
5、时，在绝缘层和栅极界面上感应出正电荷，而在绝缘层和P型衬底界面上感应出负电荷(如图3)。这层感应的负电荷和P型衬底中的多数载流子(空穴)的极性相反，所以称为“反型层”，这反型层有可能将漏与源的两N型区连接起来形成导电沟道。,当VGS电压太低时，感应出来的负电荷较少，它将被P型衬底中的空穴中和，因此在这种情况时，漏源之间仍然无电流ID。当VGS增加到一定值时，其感应的负电荷把两个分离的N区沟通形成N沟道，这个临界电压称为开启电压(或称阈值电压、门限电压)，用符号VT表示(一般规定在ID10uA时的VGS作为VT)。当VGS继续增大，负电荷增加，导电沟道扩大，电阻降低，ID也随之增加，并且呈较好线
6、性关系，如图4所示。此曲线称为转换特性。因此在一定范围内可以认为，改变VGS来控制漏源之间的电阻，达到控制ID的作用。由于这种结构在VGS0时，ID0，称这种MOSFET为增强型。另一类MOSFET，在VGS0时也有一定的ID(称为IDSS)，这种MOSFET称为耗尽型。它的结构如图5所示，它的转移特性如图6所示。VP为夹断电压(ID0)。,圖形（2）,耗尽型与增强型主要区别,耗尽型与增强型主要区别是在制造SiO2绝缘层中有大量的正离子，使在P型衬底的界面上感应出较多的负电荷，即在两个N型区中间的P型硅内形成一N型硅薄层而形成一导电沟道，所以在VGS0时，有VDS作用时也有一定的ID(IDSS
7、)；当VGS有电压时(可以是正电压或负电压)，改变感应的负电荷数量，从而改变ID的大小。VP为ID0时的-VGS，称为夹断电压。除了上述采用P型硅作衬底形成N型导电沟道的N沟道MOSFET外，也可用N型硅作衬底形成P型导电沟道的P沟道MOSFET。这样，MOSFET的分类如图7所示。,圖形（3）,耗尽型：N沟道(图7a)；P沟道(图c)；增强型：N沟道（图b)；P沟道(图d)。,輸出特性比較,頻率特性比較,應用位置,最大額定值,超過此值將會損壞器件,1)電壓額定值,2)漏極電流額定值,3）PT-耗散功率,測試條件有兩種,4）溫度,5）雪崩能量,當負載為感性時，關斷開關時將產生電壓沖擊,6）保護
8、電路,使用浪涌吸收電路保護,7）開通和關斷原理,（a)電路,（b）時序圖,(c)工作過程,開通過成T0T4在T0前，MOSFET工作于截止狀態，t0時，MOSFET被驅動開通;T0T1區間，MOSFET的Gs電壓經Vgg對Cgs充電而上升，在t1時刻，到達維持電壓Vth，MOSFET開始導電T1T2區間，MOSFET的DS電流增加，Millier電容在該區間內因DS電容的放電而放電，對GS電容的充電影響不大;,T2T3區間，至t2時刻，MOSFET的DS電壓降至與Vgs相同的電壓，Millier電容大大增加，外部驅動電壓對Millier電容進行充電，GS電容的電壓不變，Millier電容上電壓
9、增加，而DS電容上的電壓繼續減小T3T4區間，至t3時刻，MOSFET的DS電壓降至飽和導通時的電壓，Millier電容變小並和GS電容一起由外部驅動電壓充電，GS電容的電壓上升，至t4時刻為此。此時GS電容電壓已到達穩態，DS電壓也達最小，即穩定的通態壓降。,關斷過程T5T9,在T5前，MOSFET工作于導通狀態，t5時，mosfet被驅動關斷;T5T6區間，MOSFET的Gs電壓經驅動電路電阻放電而下降，在t6時刻，MOSFET的通態電阻微微上升，DS電壓稍稍增加，但DS電流不變T6T7區間，在t6時刻，MOSFET的Millier電容又變得很大，故GS電容的電壓不變，放電電流流過Mill
10、ier電容，使DS電壓繼續增加;,T7T8區間，至t7時刻，MOSFET的DS電壓升至與Vgs相同的電壓，Millier電容迅速減小，GS電容開始繼續放電，此時DS電容上的電壓迅速上升，DS電流則迅速下降;T8T9區間，至t8時刻，GS電容已放電至Vth，MOSFET完全關斷,該區間內GS電容繼續放電直至零.,電器特性,1）關斷電流和漏電流,2）門極關斷電壓VGS(Off),门极关断电压受温度的影响,负温度系数，大约5mV/,3)Forward Transfer Admittance:yfs,当VGS变化 时，漏极电流的变化比例相当于三极管的放大倍数，做开关用可忽略此参数,4)漏源極的導通態電
11、阻：RDS(ON),当Power MOS FET导通时的电阻RDS越大，导通时的功率消耗就越大，要降低此电阻值,5)內部電容,Power MOS FET管脚间的电容量,电容越小，电荷量越小QG，开关速度越快应用于开关电源和DC-DC时要求QG小,6）開關時間,7）寄生二極管,当Power MOS FET截止时，它的伏安特性就是二极管的正向伏安特性当Power MOS FET导通时，它的伏安特性和正向的导通电阻电气特性一样,四個主要參數,电压额定值 VDSS导通态电阻 RDS(on)封装形式电流额定值 ID(DC)举例：寻找IR公司的“IRS2804S”的替代品VDSS:40VPKG:TO-26
12、3RDS:2mohmID:75AVGS:2V4VPT:330W,IRS2804S指标摘要-1,IRS2804S指标摘要-2,寻找替代品-1,第一步：VDSS匹配：选择VDSS=40V的产品系列第二步：封装匹配：选择TO-263第三步：RDS匹配：选择RDS=1.8mohm的产品这时已经找到了一个后选者：NP110N04PUG第四步：检查VGS:与IR产品的VGS相同第五步：检查PT和IDPTIR 330W=NECEL 288WIDIR 75A=NECEL 110A,寻找替代品-2,擊穿討論,器件何时进入击穿状态首先，必须弄清楚“雪崩击穿”的含义。在实际应用中，器件过压分为两种情况。一种是功率
13、MOSFET 的源漏之间的电压超过规定的最大绝对额定值，但还未达到器件的击穿电压。这种情况实际上不属于雪崩击穿的范畴，器件的适用性可通过分析结区温度来确定。另一种情况是器件已击穿并进入雪崩模式。当器件发生击穿时，其源漏之间的电压幅值将被钳位到有效击穿电压的水平，而电流会通过寄生反并联二极管整流。图1所示为开关电源中典型的雪崩波形。源漏电压超过 1kV，并能看到经整流的电流。,在大多数飞兆半导体的功率MOSFET数据图表中，都包含如图2所示的图形。当器件发生击穿时，便可利用这个图通过简单的参数来确定或评估器件对应用的适用性，这些参数包括：在雪崩期间通过功率MOSFET的峰值电流(IAS)；在 U
14、IS(自钳制电感性开关)脉冲开端的结区温度(Tj)；以及在雪崩时功率MOSFET保持的时间(tAV)。将 IAS 和 tAV 曲线绘制在图表上，便可确定器件的 UIS 适应能力。,图 2 UIS SOA(开关安全工作区)三个区域,1）25 C 温度线的右上部分；2）最大结区温度线的左下部分；3）这两条温度线之间的区域。区域 1 和区域 2 器件的适应性很容易确定：器件工作于 UIS 额定电压内(区域 2)，或超出了额定电压(区域 1)。但当器件落在区域 3 时，就需要知道 UIS脉冲在功率 MOSFET 开端时的结区温度才能确定其适用性。结区温度分析方法将于后面作详细讨论。这个图还可进行叠加处
15、理以分析重复脉冲。每个 UIS 脉冲都会按单脉冲方式进行单独分析。通常，功率脉冲串中的最后一个脉冲会在结区温度最高点时出现，因此代表了最严重的应力。假如功率 MOSFET 处于最后一个脉冲所规定的 UIS额定电压内，那一定会在之前结区温度较低时所出现脉冲的 UIS 额定电压范围内。,估算结区温度,一般来说，即使源极/漏极电压超过绝对的最大额定值，功率 MOSFET 也很少发生击穿。功率 MOSFET 的击穿电压(BVDSS)具备正向的温度系数，如图 3 所示。在本示例中，BVDSS 在 120时达到 990V。因此，温度越高，击穿器件所需的电压越高。在许多情况下，功率 MOSFET 工作时的环
16、境温度超过 25，其结区温度会因能量耗散而升至高于环境温度。,图 3 中的 BVDSS 是在漏极电流为 250A 时的测量值。当击穿真正发生时，漏极电流会大得多，而击穿电压甚至比图中的值还要高。在实际应用中，真正的击穿电压会是额定低电流击穿电压值的 1.3 倍。图4所示为电压幅值超过最大额定值但仍未发生击穿的示例。该例中的源漏峰值电压为 668V，但仍未发生击穿,稳态结区温度表达式,T_J=P_DR_ JC+T_C(1)其中，T_J：结区温度T_C：管壳温度P_D：结区能耗R_ JC：稳态下结区至管壳的热阻不过在很多应用中，功率 MOSFET 中的能量是以脉冲方式耗散，而不是直流方式。当功率脉
17、冲施加于器件上时，结区温度峰值会随峰值功率和脉冲宽度而变化。在某指定时刻的热阻叫做瞬态热阻，并由下式表达：Z_ JC(t)=r(t)R_ JC(2)这里，r(t)是与热容量相关，随时间变化的因子。对于很窄的脉冲，r(t)非常小；但对于很宽的脉冲，r(t)接近1，而瞬态热阻接近稳态热阻,大多数功率 MOSFET 的数据表都具有与图 5 类似的图表。按照这个曲线，结区温度可由下式算出：T_J=P_DZ_ JC(t)+T_C(3),舉例,当施加1 s 的2kW 功率脉冲于 FQA11N90C 时上升温度的计算，可由下式表达：T=P_DZ_ JC(1 s)=2000 1.49 10-33 虽然施加的功率并不小，但温度只升高了 3。注意：该数据表中给出的额定功耗是稳态额定功耗，而且在脉冲宽度较窄时，功率 MOSFET 甚至能承受更大的功率脉冲。不过，在上面的例子中，功率脉冲宽度（t1）为1 s的瞬态热阻没有纳入图 5 中。在脉冲时间太短及超出图示范围的情况下，单一脉冲的瞬态热阻与时间的平方根成正比，即 Z_ JC(1 s)由下式给出：其中Z_ JC(10 s)从图 5 获取。上式给出的热响应关系建基于长方形的功率脉冲。而任意形状的脉冲也可得到相应的热响应关系，但其数学算式会很复杂，因此通常会将任意形状的脉冲转换成等效的长方形脉冲，以方便计算。,
