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1、微波混频器的工作原理 微波混频器是通信、雷达、电子对抗等系统的微波接收机以及很多微波测量设备所不可缺少的组成部分。它将微弱的微波信号和本地振荡信号同时加到非线性元件上，变换为频率较低的中频信号，进一步进行放大、解调和信号处理。图3-1是微波混频器的原理图，对它的基本要求是小变频损耗和低噪声系数。,图 3-1微波混频器的原理框图,目前微波混频器主要采用的是金属-半导体构成的肖特基势垒二极管作为非线性器件。虽然二极管混频有变频损耗，但其噪声小、频带宽(可选多倍频程)、工作稳定、结构简单，方便用于微波集成电路。近年来，由于微波单片集成电路的发展，GaAs肖特基势垒栅场效应管及双栅MES FET混频器
2、的研制成功，使混频器电路得到新的发展。目前，结合低噪声放大器、混频器、中频放大器等单元的集成接收组件已经广泛被使用于各种微波系统。,微波混频器的工作原理通常，微波混频器是一种非线性电阻频率变换电路。微波混频器的核心元件是肖特基势垒二极管。常见的微波混频器基本电路有三种类型：单端混频器使用一个混频二极管，是最简单的微波混频器；单平衡混频器使用两个混频二极管；双平衡混频器采用四个混频二极管。本节以元件的特性为基础，分析非线性电阻微波混频器的工作原理及性能指标，包括电路时-频域关系、功率关系、变频损耗、噪声特性，并给出各种微波混频器的电路实现等。,本振激励特性混频器的大信号参量如图3-2所示，在混频
3、二极管上加大信号本振功率和直流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏安特性来决定。加在二极管上的电压是直流偏置与本振信号之和，二极管的伏安特性近似为指数函数，即则流过二极管的大信号电流为,(3-1),(3-2),图 3-2混频二极管加直流偏压和本振功率时的原理图,显然，流过二极管的大信号电流是本振功率L的周期性函数，可用傅里叶级数表示为式中：直流分量n次谐波电流幅值本振基波电流幅值,(3-3),当UL足够大时，有故直流分量和本振基波电流幅值为 即IL12I0(3-4),则所需的本振激励功率为混频器对本振呈现的电导为 可见，当UL一定时，GL值随直流电流的增大而增大，因而可以借助于
4、调整E0来调节I0，从而改变GL使本振口达到匹配。在实际工作中，因为微波波段很难测量UL，所以通常由测量PL和I0来测定UL和GL。,(3-5),(3-6),当混频二极管上只加直流偏压E0和本振功率时，混频二极管呈现的电导为式(3-7)说明当本振电压随时间作周期性变化时，瞬时电导g(t)也随时间作周期性变化，故称为时变电导；同样g(t)也可以展成傅里叶级数：,(3-7),(3-8),式中：g0称为二极管的平均混频电导，gn是对应本振n次谐波的混频电导。非线性电阻的混频原理二极管混频器的原理等效电路如图3-3所示，在肖特基势垒二极管上加有较小的直流偏压(或零偏压)、大信号本振功率(1 mW以上)
5、及接收到的微弱信号(微瓦(W)量级以下)。假设本振与信号分别表示为uL(t)=UL cosLtuS(t)=US cosSt,图 3-3二极管混频器原理图,由于ULUS，可以认为二极管的工作点随本振电压变化，认为接收到的信号是一个微小电压增量，因此将回路电流在各个工作点展开为泰勒级数。为了讨论方便，将ZL、ZL0、ZS短路，这时流过二极管的瞬时电流值为,(3-9),展开式中的第一项为本振激励下的流过二极管的大信号电流，它包含直流和本振基波其谐波项。展开式中的其他各项为二极管中的小信号成分，当uS很小时，可仅取第二项。由式(3-9)可知，f(E0+UL cosLt)是在本振激励下二极管所呈现的时变
6、电导g(t)。由式(3-7)式(3-9)可知，二极管中的小信号成分近似为,(3-10),混频器电流的主要频谱如图3-4所示，并用虚线画出了混频电流中的大信号成分，即直流、本振基波及本振各次谐波。,图 3-4混频器电流的主要频谱(设0=SL),从上分析可见：(1)在混频器中产生了无数的组合频率分量，若负载ZL采用中频带通滤波器，就可以取出所需的中频分量而将其他组合频率滤掉。(2)从式(3-10)可得中频分量振幅为I0=g1US中频电流振幅与输入信号振幅US成比例，即在小信号时，混频输入端与输出端的分量振幅之间具有线性关系。,(3)混频过程中，本振是强信号，它产生了无数的谐波，但其谐波功率大约随1
7、/n2变化(n为谐波次数)，因此混频电流的组合分量强度随n的增加而很快地减少。通常只有当本振基波L和2次谐波2L分量足够大时，才会对变频效率的影响较大。因此，我们只讨论几个特殊的频率分量：信号频率与本振频率产生的和频+=L+S、差频0=SL(当SL时)或0=LS(当LS时)，S与2L产生的镜像频率i=2LS=L0分量。,由图3-4可以看出，i是信号相对于本振基频L的“镜像”，故称之为镜频，其幅度由g2US决定。i中包含部分有用信号功率，如果在输入电路中将其反射回二极管并重新与本振混频，即可再次产生中频Li=0。当相位选择合适时，就能“回收”信号能量，以减小变频损耗。这是后面要讨论的“镜频回收问
8、题”。,以上是假设接收信号较弱情况下的小信号分析，并设本振与信号初相位均为零。实际中二者之间有相位差，而且信号可能较强，如雷达近距离目标的反射信号、附近电台的干扰信号等，在这种情况下，就不能将U2S以上的高次项忽略了。此时混频电流的频谱分量大为增加。下面定性分析信号较强情况下的电流频谱。为了简便起见，用指数形式表达g(t)函数。根据式(3-8)，考虑初相位L和S，则有,(3-11),用指数形式可表示为式中：。如果定义gngn，则，并且y0g0。同样，信号电压可以表示为,(3-12),当US较大，不能忽略U2S以上各项时，则式(3-9)最终可写为 式中：是每个nL+mS频率分量的复振幅。因为i(
9、t)是时间的实函数，所以有,(3-13),(3-14),从式(3-14)中可得到实数中频电流为。可见，当信号较强时，混频电流i(t)中包括信号(S)和本振(L)所有可能的各次谐波组合，它比小信号时的组合分量丰富得多，从而消耗更多的信号功率，使变频损耗增加，并产生各种变频干扰和失真。因此，在设计混频电路时，应考虑如何抑制部分组合频率成分，以改善混频器的性能。,混频器等效网络上面求混频产生的小信号电流i(t)时，仅计算了接收信号vS(t)和本振的所谓“一次混频”，而未考虑混频产物的反作用。在实际工作中，至少要考虑中频0和镜频i的反作用，实际的混频器电路可以等效为图3-5所示的简化电路。加在二极管上
10、的电压为本振电压：uL(t)=UL cosLt信号电压：uS(t)=US sinSt中频电压：u0(t)=U0 sin0t镜频电压：ui(t)=Ui sinit,图 3-5加在混频二极管上的电压,其中：u0(t)和ui(t)取负号是因为混频电流i在中频电阻R0和镜频电阻Ri上产生的电压降反向加到二极管上。在这些电压中，本振是大信号，其余幅值都很小，本振和直流偏压决定二极管的工作点，混频器的工作状态可看成是大信号uL上叠加了小信号uS、u0和ui。这时流过二极管的电流为i=f(E0+uL+uS+u0+ui)=f(E0+uL+u)式中：u=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信号电流为,i
11、D小=f(E0+uL)u=g(t)u=(g0+2g1 cosLt+2g2 cos2Lt+)(US sinStU0 sin0tUi sinit)=g0US sinStg0U0 sin0tg0Ui sinit+g1US sin(L+S)t+g1US sin(SL)t g1U0 sin(L+0)t+g1U0 sin(L0)t+g1Ui sin(Li)tg1Ui sin(L+i)t+g2US sin(2L+S)tg2US sin(2LS)t g2U0 sin(2L+0)t+g2U0 sin(2L0)t g2Ui sin(2L+i)t+g2Ui sin(2Li)t(3-15),从式(3-15)中取出信频
12、、中频和镜频电流，它们的幅值分别为IS=g0USg1U0+g2UiI0=g1USg0U0+g1UiIi=g2US+g1U0g0Ui式(3-16)是一个三端口网络的线性方程组。三个端口分别为信号端、中频端和镜频端。由此画出的混频器的等效电路如图3-6(a)所示。,(3-16),图 3-6混频器的等效电路(a)等效电路；(b)三端口网络,如果将电导数值用网络g表示，则图3-6(a)可画成图3-6(b)所示的三端口网络形式，同时还可将式(3-16)写成矩阵形式:或写为I=gU(3-18),(3-17),式中：g称为混频器的导纳矩阵，它是研究混频器电路的重要参数。以上过程将含有非线性元件(混频二极管)的单端口网络表示为一个三端口的线性网络。该网络既反映了混频器的非线性频率变换作用，又给出了频率变换后各小信号成分的幅度之间的线性关系。网络的导纳矩阵g仅由二极管的特性和二极管的大信号激励条件所决定，而与小信号成分的幅度大小无关。最后必须指出，以上仅是由混频器核心部分g(t)所建立的小信号网络方程，忽略了非线性电容Cj(t)的变频效应，所以不够完善，但它不影响对混频器的基本分析，严格的理论分析这里不再讨论。,
