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1、.概述.丙类谐振功率放大电路.宽带高频功率放大电路与功率合成电路.集成高频功率放大电路及应用简介.章末小结,第3章 高频功率放大电路,与低频功率放大电路一样,输出功率、效率和非线性失真同样是高频功率放大电路的三个最主要的技术指标。不言而喻,安全工作仍然是首先必须考虑的问题。在通信系统中,高频功率放大电路作为发射机的重要组成部分,用于对高频已调波信号进行功率放大,然后经天线将其辐射到空间,所以要求输出功率很大。输出功率大,从节省能量的角度考虑,效率更加显得重要。因此,高频功放常采用效率较高的丙类工作状态,即晶体管集电极电流导通时间小于输入信号半个周期的工作状态。同时,为了滤除丙类工作时产生的众多
2、高次谐波分量,采用LC谐振回路作为选频网络,故称为丙类谐振功率放大电路。,.概述,显然,谐振功放属于窄带功放电路。对于工作频带要求较宽,或要求经常迅速更换选频网络中心频率的情况,可采用宽带功率放大电路。宽带功放工作在甲类状态,利用传输线变压器等作为匹配网络,并且可以采用功率合成技术来增大输出功率。本章着重讨论丙类谐振功放的工作原理、动态特性和电路组成,对于甲类和乙类谐振功放的性能指标也作了适当介绍,接着再讨论高频宽带功率放大电路,最后给出了集成高频功率放大电路的一些实例。,谐振功率放大器的工作原理,1、使用高频功率放大器的目的,放大高频大信号使发射机末级获得足够大的发射功率。,2、高频功率信号
3、放大器使用中需要解决的两个问题,高效率输出,高功率输出,高频功率放大器和低频功率放大器的共同特点都是输出功率大和高。,联想对比：,3、谐振功率放大器与小信号谐振放大器的异同之处,相同之处：它们放大的信号均为高频信号，而且放大器的负 载均为谐振回路。,不同之处：为激励信号幅度大小不同；放大器工作点不同；晶体管动态范围不同。,谐振功率放大器波形图,小信号谐振放大器波形图,小信号谐振放大器波形图,谐振功率放大器波形图,4、谐振功率放大器与非谐振功率放大器的异同,共同之处:都要求输出功率大和效率高。,功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量，能量转换的能力即为功率放大器的效
4、率。,谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号(信号的通带宽度只有其中心频率的1%或更小)，其工作状态通常选为丙类工作状态(c90)，为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。,非谐振放大器可分为低频功率放大器和宽带高频功率放大器。低频功率放大器的负载为无调谐负载，工作在甲类或乙类工作状态；宽带高频功率放大器以宽带传输线为负载。,电路。功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率。,工作状态,功率放大器一般分为甲类、乙类、甲乙类、丙类等工作方式，为了进一步提高工作效率还提出了丁类与戊类放大器。,谐振功率放大器通常工作于丙类工作状态，属于非线性,3.2.1 工作原理 图是谐振功率放大电路原理图。假
5、定输入信号是角频率正弦波,输出选频回路调谐在输入信号的相同频率上。根据基尔霍夫电压定律,可得到以下表达式:uBE=UBB+ub=UBB+Ubmcos0t(3.2.1)uCE=UCC+uc=UCC-Ic1mRcos0t=UCC-Ucmcos0t,3.2丙类谐振功率放大电路,(3.2.2),图 3.2.1 谐振功率放大电路原理图,其中uBE和uCE分别是晶体管b、e极电压和c、e极电压，ub和uc分别是输入交流信号和输出交流信号,R是回路等效总电阻,IC0和Ic1m分别是集电极电流iC中的直流分量和基波振幅。UBB和UCC是直流电源。由此可以得到集电极电源提供的直流功率PD、谐振功放输出交流功率P
6、o、集电极效率c和集电极功耗PC如下:,从公式(3.2.5)可知,如果要提高效率,需增大Ic1m或减小IC0(减小IC0即减小集电极平均电流,通过降低静态工作点可以实现)。,图是三种不同静态工作点情况时晶体管转移特性分析。其中QA、QB和QC分别是甲类、乙类和丙类工作时的静态工作点。工程上通常用dBm作为功率的单位，转换式为10lgP（dBm）其中P的单位是mW。例如，1mW=0 dBm,100mW=20 dBm。,在甲类工作状态时,为保证不失真,必须满足Ic1mIC0,又UcmUCC(忽略晶体管饱和压降),所以由公式(3.2.5)可知,最高效率为50%。在乙类工作状态时,集电极电流是在半个周
7、期内导通的尖顶余弦脉冲,可以用傅氏级数展开为:,其中ICm是尖顶余弦脉冲的高度,即集电极电流最大值。,由此 可求得在Ucm=UCC时的最高效率,在图中,随着基极偏置电压UBB逐渐左移,静态工作点逐渐降低,晶体管的工作状态由甲类、乙类而进入丙类。由刚才的分析可知,乙类的效率确实高于甲类。,图 3.2.2 甲、乙、丙类三种工作状态下的转移特性分析,功率放大电路是大信号工作,而在大信号工作时必须考虑晶体管的非线性特性,这样将使分析比较复杂。为简化分析,可以将晶体管特性曲线理想化,即用一条或几条直线组成折线来代替,称为折线近似分析法。图是将晶体管转移特性折线化,由此来分析丙类工作状态的有关参数。,图
8、3.2.3 丙类状态转移特性分析,(3.2.7),当t=时,iC=0,由式(3.2.7)可求得:,(3.2.8),当t=0时,iC=ICm,由式(3.2.7)和(3.2.8)可求得:,所以,式(3.2.7)可写成:,(3.2.9),(3.2.10),从集电极电流iC的表达式可以看出,这是一个周期性的尖顶余弦脉冲函数,因此可以用傅里叶级数展开,即 iC=IC0+Ic1mcost+Ic2mcos2t+Icnmcosnt+,(3.2.11),其中各个系数可用积分方法求得，例如，,式中iC式（）代入。由于iC是ICm和的函数,所以它的各次谐波的振幅也是ICm和的函数,若ICm固定,则只是的函数,通常表
9、示为：IC0=ICm0(),Ic1m=ICm1(),Ic2m=ICm2(),(3.2.11),其中0(),1(),2(),被称为尖顶余弦脉冲的分解系数。,图给出了在0180范围内的分解系数曲线和波形系数曲线。,若定义集电极电压利用系数=Ucm/UCC,可以得到集电极效率和输出功率的另一种表达式:,图 3.2.4 尖顶余弦脉冲的分解系数()与波形系数g1(),由图可以看出,1(90)=1(180)=0.5,这两种情况分别对应于乙类和甲类工作状态,均比丙类(90)的数值高,而1的最大值是1(120)=0.536,处于甲乙类状态。这意味着当回路等效总电阻R和脉冲高度ICm相同时,丙类的输出功率比甲类
10、、甲乙类和乙类都要小一些,但是丙类的集电极效率比它们都要高。,分析式(3.2.12)、(3.2.13)可知,增大和g1的值是提高效率的两个措施,增大1是增大输出功率的措施。然而图告诉我们,增大g1与增大1是互相矛盾的。导通角越小,g1越大,效率越高,但1却越小,输出功率也就越小。所以要兼顾效率和输出功率两个方面,选取合适的导通角。若取=70,此时的集电极效率可达到85.9%,而=120时的集电极效率仅为64%左右。因此,一般以70作为最佳导通角,可以兼顾效率和输出功率两个重要指标。,例3.1 在图中,若Uon=0.6 V,g=10mAV,ICm=20mA,又UCC=12V,求当分别为180,9
11、0和60时的输出功率和相应的基极偏压UBB,以及为60时的集电极效率。(忽略集电极饱和压降),解：由图可知:0(60)=0.22,1(180)=1(90)=0.5,1(60)=0.38因为 Ucm=UCC=12V,所以,当甲类工作时(=180),根据式(3.2.11),(3.2.4),在乙类工作时(=90)，有,当丙类工作时(=60),有,由式(3.2.9)可,所以由式(3.2.8)可求得:,性能分析 若丙类谐振功放的输入是振幅为Ubm的单频余弦信号,那么输出单频余弦信号的振幅Ucm与Ubm有什么关系?Ucm的大小受哪些参数影响?式(3.2.1)、(3.2.2)和(3.2.6)分别给出了谐振功
12、放输入回路、输出回路和晶体管转移特性的表达式。由这些公式可以看出,当晶体管确定以后,Ucm的大小与VBB、VCC、R和Ubm四个参数有关。利用图所示折线化转移特性和输出特性曲线,借助以上三个表达式,我们来分析以上两个问题。在分析之前,让我们先确定动态线的情况。,在输出特性图中,表示输出电压uCE随集电极电流iC变化的轨迹线称为动态线,又称为交流负载线。由于谐振功放的负载是选频网络,故输出交流电压uc必然是一个完整的余弦信号。由图可以看到,截止区和饱和区内的动态线分别和输出特性中截止线和临界饱和线重合(其中临界饱和线斜率为gcr),而放大区内的动态线是一条其延长线经过Q点的负斜率线段AB。放大区
13、内动态线AB的表达式可用以下步骤求出。,图 3.2.5 折线化转移特性和输出特性分析,由式(3.2.1)和(3.2.2)可写出：,代入式(3.2.6),经过整理可得到动态线表达式:iC=-gd(uCE-U0),其中,由图(3.2.5)可以写出斜率值gd的另一种形式:,因为 Ic1m=ICm1(),R=Ucm/Ic1m,(3.2.14),可见，放大区内动态线的斜率是负的，其数值gd（动态电导）与R、两个参数都有关系，且动态电阻Rd与回路等效总电阻R不相等,1.负载特性 若UBB、UCC和Ubm三个参数固定,R发生变化,动态线、Ucm以及Po、c等性能指标会有什么变化呢?这就是谐振功放的负载特性。
14、由图可知,UBB和UCC固定意味着Q点固定,Ubm固定进一步意味着也固定。根据式(3.2.14),放大区动态线斜率1/Rd将仅随R而变化。图中给出了三种不同斜率情况下的动态线。,三点法作图：,t=0，uBE=UBB+Ubm；uCE=UCC-Uc1m 得到C点,t=/2，uBE=UBB；uCE=UCC 得到 B点,t=，uBE=UBB-Ubm 0-iC=0；uCE=UCC+Uc1m 得到D点,直线BC与横轴交于A点,动态特性分析：iC、uBE和uCE的关系曲线，称动特性曲线 即交流负载线,uCE,折线CAD即为谐振功率放大器的动态特性曲线,图 3.2.6 三种不同斜率情况下的动态线及波形分析,动
15、态线A1B1的斜率最大,即对应的负载R最小,相应的输出电压振幅Ucm1也最小,晶体管工作在放大区和截止区。动态线A2B2的斜率较小，与特性曲线相交于饱和区和放大区的交点处(此点称为临界点),相应的输出电压振幅Ucm2增大,晶体管工作在临界点、放大区和截止区。动态线A3B3的斜率最小,即对应的负载R最大,相应的输出电压振幅Ucm3比Ucm2略为增大,晶体管工作在饱和区、放大区和截止区。根据输出电压振幅大小的不同,这三种工作状态分别称为欠压状态、临界状态和过压状态,而放大区和饱和区又可分别称为欠压区和过压区。注意,在过压状态时,iC波形的顶部发生凹陷,这是由于进入过压区后转移特性为负斜率而产生的。
16、,图3.2.7 给出了负载特性曲线。参照图和式(3.2.3)(3.2.5),对于图中各参数曲线随R变化的规律将很容易理解。由图可以看到,随着R的逐渐增大,动态线的斜率逐渐减小,由欠压状态进入临界状态,再进入过压状态。在临界状态时,输出功率Po最大,集电极效率c接近最大,所以是最佳工作状态。,图 3.2.7 谐振功放的负载特性曲线,2.放大特性 若UBB、UCC、R三个参数固定,输入Ubm变化,此时输出Ucm以及Po、c等性能指标随之变化的规律被称为放大特性。图是利用折线化转移特性分析丙类工作时iC波形随Ubm变化的关系,并给出了Ucm、Ic1m和Ic0与Ubm的关系曲线。由于Ubm的变化将导致
17、的变化,从而使输出特性欠压区内动态线的斜率发生变化,所以利用输出特性分析放大特性不方便,由图可以看到,在欠压状态时,Ucm随Ubm增大而增大,但不成线性关系,因为也会随之增大,使iC脉冲的宽度和高度都随之增大。仅当处于甲类或乙类工作状态时,固定为180或90,不会随Ubm的变化而变化,此时Ucm与Ubm才成正比关系。在过压状态,随着Ubm增加,Ucm几乎保持不变。,图 3.2.8 放大特性分析,3.调制特性(1)基极调制特性。若UCC、R和Ubm固定,输出电压振幅Ucm随基极偏压UBB变化的规律被称为基极调制特性。由于UBB和ub是以串联迭加方式处于功放的输入回路,所以UBB的变化与ub的振幅
18、Ubm的变化对输出电流iC和输出电压振幅Ucm的影响是类似的,可以将图和图3.2.8(b)进行对照分析。基极调制的目的是使Ucm随UBB的变化规律而变化,所以功放应工作在欠压状态,才能使UBB对Ucm有控制作用。,图 3.2.9 基极调制特性,(2)集电极调制特性。若UBB、R和Ubm固定,输出电压振幅Ucm随集电极电压UCC变化的规律被称为集电极调制特性。由图3.2.10(a)可以看到,UCC的变化使得静态工作点左右平移,从而使欠压区内的动态线左右平移,动态线的斜率不变。由图 3.2.10(b)可以看到，在欠压状态时,当UCC改变时,Ucm几乎不变。在过压状态时,Ucm随UCC而单调变化。所
19、以,此时功放应工作在过压状态,才能使UCC时对Ucm有控制作用,即振幅调制作用。,图 3.2.10 集电极调制特性,4.小结 根据以上对丙类谐振功放的性能分析,可得出以下几点结论:(1)若对等幅信号进行功率放大,应使功放工作在临界状态,此时输出功率最大,效率也接近最大。比如对第7章将介绍的调频信号进行功率放大。(2)若对非等幅信号进行功率放大,应使功放工作在欠压状态,但线性较差。若采用甲类或乙类工作,则线性较好。比如对第6章将介绍的调幅信号进行功率放大。,(3)丙类谐振功放在进行功率放大的同时,也可进行振幅调制。若调制信号加在基极偏压上,功放应工作在欠压状态；若调制信号加在集电极电压上,功放应
20、工作在过压状态。(4)回路等效总电阻R直接影响功放在欠压区内的动态线斜率,对功放的各项性能指标关系很大,在分析和设计功放时应重视负载特性。,比较三种工作状态：,（1）临界状态：Pin最大；较高；最佳工作状态(对应最佳负载RLcr)；主要用于发射机末级。,（2）过压状态：较高（弱过压状态最高)；负载阻抗变化时，UC1基本不变；用于发射机中间级,（3）欠压状态：Pin较小；较低；Po大；输出电压不够稳定；很少采用，基极调幅电路工作于此状态。,【例3.2】已知一谐振功放工作在欠压状态，如果要将它调整到临界状态，需要改变哪些参数？不同调整方法所得到的输出功率Po是否相同？为什么？解：可以有四种调整方法
21、。设原输出功率为Po0，原放大区内动态线及其延长线为AQ1，四种方法得到的输出功率分别为Po1、Po2、Po3、Po4。（1）增大负载R，则放大区内动态线斜率减小，Q点不变，仍为Q1，动态线及其延长线为BQ1。根据图负载特性，Ucm和Po将增大，所以Po1Po0。,（2）减小UCC，则动态线平行左移，R不变，动态线及其延长线为BQ2。根据图集电极调制特性，Ucm略减小，Po略有减小，所以Po2Po0。（3）增大UBB，则动态线平行上移，R 不变，Q点上移，动态线及其延长线为CQ3。根据图基极调制特性，Ucm增大，Po将增大，所以Po3Po0。（4）增大Ubm，则动态线从A延长到D，R不变，Q点
22、不变，根据图放大特性，Ucm和Po均增大，所以Po4Po0。,从图例3.3可见，（4）的Ucm略大于（3）的Ucm，而（3）和（4）的R相同，故Po4Po3。另外，（1）的Ucm 略大于（3）、（4）的Ucm，但（1）的R大于（3）、（4）的R，所以，Po1的功率大小取决于R增大的程度。若采用方法（1）时R增大较多，使Po1Po3，则有Po4Po3Po1Po2。,图例3.3,直流馈电线路与匹配网络 1.直流馈电线路 在高频功放的输入回路和输出回路应分别加上合适的直流偏压,有关的直流馈电线路可分为串联馈电和并联馈电两种基本电路形式。前者是指晶体管、直流电源和回路三部分串联,后者是指这三部分并联。
23、但无论哪种电路形式,直流偏压与交流电压总是串联迭加的,假定交流电压是单频信号,即满足uBE=UBB+Ubmcost,uCE=UCC-Ucmcost的关系式。,(1)集电极馈电线路。图给出了集电极馈电线路的两种基本形式。由于集电极电流是脉冲形状,包括直流、基频及各次谐波分量,所以集电极馈电线路除了应有效地将直流电压加在晶体管的集电极与发射极之间外,还应使基频分量流过负载回路产生输出功率,同时有效地滤除高次谐波分量。图中的高频扼流圈Lc和高频短路电容Cc、Cc1、Cc2的作用在于阻止高次谐波流过直流电源并为其提供短路通道,以免高次谐波影响直流电源的稳压性能。,串联馈电方式的优点是Lc和Cc处于高频
24、地电位,它们对地的分布电容不会影响回路的谐振频率,缺点是电容器C的动片不能直接接地,安装调整不方便。而并联馈电方式的优缺点正好相反。由于Lc和Cc1不处于高频地电位,它们对地的分布电容直接影响回路的谐振频率,但回路处于直流地电位,L、C元件可接地,故安装调整方便。,图 3.2.11 集电极馈电线路(a)串联馈电；(b)并联馈电,(2)基极馈电线路。基极馈电也有串馈与并馈两种形式,但对于丙类谐振功放,通常采用自给偏压方式。图给出了几种基极馈电线路,均为自给偏压形式。在无输入信号时,自给偏压电路的偏置为零。随着输入信号的逐渐增大,加在晶体管be结之间的偏置电压向负值方向增大。由此可见,乙类功放不能
25、采用自给偏压方式。,图 3.2.12 谐振功放的基极偏置电路,2.匹配网络 为了使谐振功放的输入端能够从信号源或前级功放得到有效的功率,输出端能够向负载输出不失真的最大功率或满足后级功放的要求,在谐振功放的输入和输出端必须加上匹配网络。匹配网络的作用是在所要求的信号频带内进行有效的阻抗变换(根据实际需要使功放工作在临界点、过压区或欠压区),并充分滤除无用的杂散信号。第1章已介绍了几种基本LC选频匹配网络,具体应用时为了产生良好的选频匹配效果,常采用多节匹配网络级联的方式。,为了衡量输出匹配网络上的功率损耗，可以定义回路效率为,（）,其中，PL、Po分别是负载上得到的功率和功放的输出功率,例3.
26、4 分析图例3.4所示工作频率为175 MHz的两级谐振功率放大电路的组成及元器件参数。,图例 3.4,解：两级功放的输入馈电方式均为自给负偏压,输出馈电方式均为并馈。此电路输入功率Pi=1W,输出功率Po=12W,信号源阻抗Rs=50,负载RL=50。其中第一级输出功率Po1=4W,电源电压UCC=135 V。两级功放管分别采用3DA21A和3DA22A,均工作在临界状态,饱和压降分别为1V和15V。各项指标满足安全工作条件。可以计算出各级回路等效总阻抗分别应该为:,由于3DA21A和3DA22A的输入阻抗分别为R2=7和R4=5,故RsR2,R1 R4,R2RL,即不满足匹配条件,所以在信
27、号源与第一级放大器之间、第一级放大器与第二级放大器之间分别加入T型选频匹配网络(C1、C2、L1和C3、C4、L2),在第二级放大器与负载之间加入倒L型选频匹配网络(C5、L3、C6)。三个选频匹配网络在175MHz工作频率点的输入阻抗分别是R1、R3和R5。且有R1=RS=50,R3=R1=20,R5=R2=6。,高频大功率晶体管的等效电路与用作小信号放大的高频小功率晶体管的等效电路不一样，比较复杂。工作在高频段时，功放管的输入电容可以忽略，仅考虑输入电阻即可；而输出电阻很大，可以忽略，只需要考虑输出电容。在设计匹配网络时应注意这一点。其中第一级输入匹配网络是T型，可直接采用第1章例1.4所
28、得结果确定其中三个电抗元件值。,设Q25，由式（）、（）、（）可求得,第一级与第二级之间的级间匹配网络虽然也采用T型网络，但由于要考虑第一级放大器输出电容的影响，故不能直接采用例1.4所得结果。第二级输出匹配网络同样要考虑第二级放大器输出电容的影响，所以也不能直接采用倒L型匹配网络的公式。有关级间和输出匹配网络的公式推导较复杂，故此处不再讨论。3DA21A与3DA22A的输出电容分别是36pF和80 pF。根据相应公式可计算出本电路中另外两个匹配网络的电抗元件值分别为C323.3 pF，C420.7 pF，L20.023H，C518.2 pF，L30.071H，C623.9 pF。,以上计算未
29、考虑晶体管参数的分散性和分布参数的影响。C1C6均采用可变电容器,其最大容量应为计算值的23倍。通过实验调整,最后确定匹配网络元件的精确值。电路中四个高扼圈的电感量为1H左右,其中两个作为基极直流偏置的组成元件,另外两个在集电极并馈电路中对iC中的各次谐波分量起阻挡作用,并为集电极直流电源提供通路。高频旁路电容C7和C9的值均为0.05F,穿心电容C8和C10为1500 pF,它们使高次谐波分量短路接地。一般来说,在400MHz以下的甚高频(VHF)段,匹配网络通常采用第1章介绍的集总参数LC元件组成,而在400MHz以上的超高频(UHF)段,则需使用分布参数的微带线组成匹配网络,或使用微带线和LC元件混合组成。,微带线又称微带传输线,是用介质材料把单根带状导体与接地金属板隔离而构成的,图给出了结构示意图和符号。微带线的电性能,如特性阻抗、带内波长、损耗和功率容量等,与绝缘基板的介电系数、基板厚度H和带状导体宽度W有关。实际使用时,微带线是采用双面敷铜板,在上面作出各种图形,构成电感、电容等各种微带元件,从而组成谐振电路、滤波器以及阻抗变换器等的。,图 3.2.13 微带线结构和符号,
