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1、NRPRACHpreamble设计NRPRACHPreambIe的设计有标准吗？高速UE(多普勒频率)、覆盖和序列容量的支持可能是PRACH前导码设计的主要因素。多普勒频率在NR中，至少在低于6GHz的载波频率下，需要支持高达500kmh的高速UE。为了支持高速UE,在设计子载波间隔时应考虑最大多普勒频率，表1显示了取决于载波频率和UE速度的最大多普勒频率值。4GHz频段的系统应支持500Kmh的速度。此外，如果考虑NR系统在未来的V2X使用情况下的潜在利用率，则应该考虑在大约6GHZ频带(例如，对于丫2*为5.9GHZ)的高速支持。从表1中可以看出，PRACH前导码的设计应能应对2.78KH
2、Z的多普勒频率，至少适用于低于6GHz频带的系统，因此子载波间隔应足够大，足以承受高多普勒UE。表1：不同UE速度和载波频率的多普勒频率Speed(Km/h)50055500100100100100Carrier(GHz)0.8246463060MaxAf(KHz)0.370.931.852.780.370.562.785.56覆盖还要求NR至少支持与LTE相同的覆盖范围。在LTE中，为了支持各种覆盖场景，己经指定了多个PRACH前导码格式。其中，format3通过提供前导码重复和足够的CP长度和保护时间(GP)来支持半径为IOoKm的小区。因此，即使对于NR,为了支持IoOKnl的极端小区大
3、小，CP和GP也应该与LTEPRACHformat3中的一样大。如果定义较大的子载波间隔只是为了应对最大多普勒频率，则PRAeH带宽会变大。PRACH中带宽的增加将减少最大耦合损耗(MCL：maximumcouplingloss),因为有效噪声根据PRACH传输的有效带宽而增加。为了支持足够的MCL,考虑到高多普勒支持和合理的PRACH带宽之间的权衡，建议选择合适的子载波间隔值。容量在一定的时间和频率资源内容纳足够数量的PRACH序列非常重要。在LTE中，通过使用不同的循环移位和ZadOff-ChU序列的不同根序列，为每个小区配置64个前导码。在NR中，ZadOff-ChU序列可以作为基线，因
4、为已经证明ZadOff-Chu序列可以在LTE中以合理的复杂度提供足够的容量。此外，ZadOffYhu序列具有良好的互相关特性和较低的PAPR/CM。所以，将ZadOffYhu序列用于PRACH前导，NRPRACH应考虑以下集合。5kHz可以是低于6GHz系统的基线子载波间隔，30kHz可以是高于6GHz系统的基线子载波间隔。假设在LTE中使用相同的序列长度作为起点，但是考虑到资源利用率和PRACH容量，序列长度大小可以进一步减小，尤其是在6GHz以上的情况下。使用多种格式的原因是支持多个小区覆盖，6GHZ以下的基站支持100公里的小区，6GHZ以上的基站支持13公里的小区，就像LTE中所做的
5、那样。表2:PRACHsequence设计建议CarrierBandSequenceTypeSequenceLengthSubcarrierspacingKHzTxBWMHzN_OSN_RPTs(ms)CP(Ts)GT(Ts)Below6GHzZadoff-Chu83954.32111/30720792744Zadoff-Chu83954.32211/3072003072Zadoff-Chu83954.32311/30720012288Zadoff-Chu83954.321111/30720259221984Above6GHzZadoff-Chu8393025.92111/(4*30720)1
6、8481736Zadoff-Chu8393025.92211/(4*30720)36963472Zadoff-Chu8393025.92511/(4*30720)010240图1和图2分别显示了4GHz和30GHZ载波频率下不同子载波间隔的漏检概率和虚警概率。根据以下定义计算漏检概率和虚警概率。漏检概率定义为漏检事件数与发射前导码总数的比值，其中漏检事件包括以下3种情况：1 .检测到与发送的前导不同的前导2 .根本检测不到前导3 .正确的前导码检测，但时间估计错误虚警概率定义为未实际传输的检测序列总数与可能发生的检测事件总数的比率。对于4GHz的情况，比较了UE速度为3、120利500Kmh时
7、的1.25KHz、2.5KHZ和5KHZ子载波间隔，如图1所示。根据SNR值，选择检测阈值以满足0.1%的实际误报率。假设使用简单的时域匹配滤波器进行序列检测，对于较窄的子载波间隔（包括L25KHZ和2.5KHz）,500km/h的速度性能会降低，因为在这些情况下，相对较大的多普勒频率会导致匹配滤波器输出的峰值偏移。随着使用更宽的子载波间隔，10漏检概率所需的信噪比正在增加。这是因为对于更宽的子载波间隔，频率分集增益更大。对于30GHZ的情况，我们在图2中比较了UE速度3和120kmh的15kHz、30kHz和60kHz子载波间隔。我们没有看到500kmh的结果，因为高速不是6GHz以上系统的
8、主要使用情况。假设误报率小于0.1%,这三个结果都可以显示合理的漏检结果。102漏检概率所需SNR的相对较小差异在于，在15KHZ的情况下，频率分集增益已经足够。根据结果，15kHz和30kHz可以是很好的候选者，但是如果我们考虑在后面的相位中潜在地使用更高的频带，则30kHz的子载波间隔将是更安全的选择。4GHz1.25kHzXl三qBqRd UOO8Q Ps9wvwgncdl3kphM12OkPh一Cdl500KPh15SNR(dB)A三qeqojdUnelVsmLL204GHz1.25kHzcdl3kpbcdl120kphcdl500kph-15-10SNR(dB)Xp=qBqojdUo
9、ip8a pas2s9wgnOdI殳PhM12OkPh4GHz2.50kHzcdlg3kpcdl120kphcdl500ph100A=qeqoIUJeIVeS-eg-20-15-10SNR(dB)4GHz5.00kHzawgncdl3kphcdl120kphcdl50QcphO04GHz5.00kHzlcdl3kphcdl120kphBI50OkPh-20-15-10-5SNR(dB)Xl=2eqaldEeS而L15-10SNR(dB)图1:误检概率和误报概率（4GHZ载波频率）10.252030GHz15.00kHz30GHz15.00kHzW0Fcdl3kphCdl2OkPh15-10SN
10、R(dB)30GHz30.00kHz10Xl三qeooaS-1Qpass一工30GHz60.00kHzawgncdfc3kph3念12OkPhAi三qEqoJdBess2-15-10SNR(dB)SNR(dB)至=qEqo.WJeos一eg图2.:误检概率和误报概率（30GHZ载波频率）表3和表4显示了分别假设3kmhUE的不同频带的最大耦合损耗分析。每个表都比较了不同子载波间隔的MCL。在表3中，对于2.5KHZ的子载波间隔，MCL是最大的，但子载波间隔之间的差异是微乎其微的。考虑到5KHZ子载波间隔更有效地支持高速UE,并且在链路预算分析中没有太大差异，5KHZ子载波间隔对于低于6GHZ频
11、带的NR是一个很好的候选。在表4中，15KHZ的MCL优于其他两种情况，但15KHZ和30KHZ之间的差异仅为L5dB。表3:4GHz载波频率下的MCLSubcarrierspacing(kHz)1.252.55.0Transmitter(O)MaxTxpower(dBm)23.023.023.0(1)ActualTxpower(dBm)23.023.023.0Receiver(2)Thermalnoisedensity(dBmHz)-174.0-174.0-174.0(3)Receivernoisefigure(dB)5.05.05.0(4)Interferencemargin(dB)0.0
12、0.00.0(5)Occupiedchannelbandwidth(Hz)1080000.02160000.04320000.0(6)Effectivenoisepower=(2)+(3)+(4)+10Iog(5)(dBm)-108.7-105.7-102.7(7)RequiredSINR(clB)51.5-2(8)Receiversensitivity=(6)+(dBm)-105.7-106.2-105.2(9)MCL=(l)-(8)(dB)126.7127.2127.7表3:30GHz载波频率下的MCLSubcarrierspacing(kHz)153060Transmitter(0)Ma
13、xTxpower(dBm)23.023.023.0(1)ActualTxpower(dBm)23.023.023.0Receiver(2)Thermalnoisedensity(dBmHz)-174.0-174.0-174.0(3)Receivernoisefigure(dB)5.05.05.0(4)Interferencemargin(dB)0.00.00.0(5)Occupiedchannelbandwidth(Hz)12960000.025920000.051840000.0(6)Effectivenoisepower=(2)+(3)+(4)+10Iog(5)(dBm)-97.9-94.9-91.9(7)RequiredSINR(dB)-4.5-6-6(8)Receiversensitivity=(6)+(dBm)-102.4-100.9-97.9(9)MCL=(1)-(8)(dB)125.4123.9120.9
