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1、目录摘要1Abstract9第一章直接扩频通信概述11.1 基本原理11.2 扩频通信的主要特点21.3 直接序列扩频通信系统3第二章扩频码m序列52.1 引言52.2 最长线性反馈移位寄存器序列m序列52.2.1 m序列的性质52.2.2 m序列扩频码的自相关函数62.2.3 m序列扩频码的功率谱密度72.2.4 m序列的的互相关函数82.2.5 m序列信号的产生82.2.6 m序列优选对10第三章硬件系统设计与实现113.1 设计思想与系统参数113.2 发射电路123.2.1 时钟信号产生123.2.2 信息码的产生133.2.3 m序列的产生153.2.4 扩频信号的产生163.2.5
2、 信号调制173.2.5.1 二相相移键控173.2.5.2 平衡调制器183.3 接收电路223.3.1 接收滤波223.3.1.1 BPSK信号的功率谱223.3.1.2 接收滤波器设计233.3.2 扩频信号的相关解调253.3.3 扩频信号的相关解扩263.3.4 抽样判决电路29第四章直接扩频通信系统的性能分析324.1 抗干扰能力324.2 信噪比和误码率354.3 多址能力39第五章 System View软件仿真435.1 System View动态软件简介435.2 直接扩频通信系统仿真无噪声情况435.2.1 系统模型及主要模块参数435.2.2 主要输出点波形455.3
3、直接扩频通信系统抗干扰性分析475.3.1 加入高斯白噪声后系统性能。475.3.1.1 加入高斯白噪声后系统模型475.3.1.2 系统误码率的理论值与测量值的比较475.3.2 扩频序列对窄带噪声及宽带噪声的影响比较515.4直接扩频通信系统多址能力分析535.4.1 系统模型及主要模块参数535.4.2 系统多址干扰分析54结束语56致57参考文献58摘要扩频通信由于具有抗干扰能力强,隐蔽性好,容易实现多址传输等优点而在移动通信、无线数据通信等领域得到越来越广泛的应用。其中直接序列扩频通信是目前使用最典型的扩频工作方式。本论文以开发一个通信实验综合系统为目的,从硬件实现和系统仿真两个方面
4、对直接扩频工作方式进行了研究。在硬件方面设计并实现了一个简单的直接扩频系统,鉴于m序列具有许多优良特性,是最常用的扩频序列,因此本设计选用m序列作为扩频序列,信号调制选用二进制移相键控方式。在系统仿真中采用System View作为仿真平台,得到了系统的误码特性,并与理论值进行了比较,同时简单分析了系统的多址能力。论文第一章介绍了直接序列扩频基本原理；第二章比较详细的论述了m序列的相关理论,包括m序列的生成方法及相关特性等；论文的第三章阐述了硬件系统的设计思想,详细讨论了发送端时钟,载波发生,m序列产生,扩频,调制等模块及接收端解调,解扩,采样判决等模块电路的基本原理及实现方法；论文第四章比较
5、详细分析了直接扩频系统的抗干扰能力及多址能力；第五章用System View软件进行了系统仿真,得到了系统主要输出点波形,同时把系统在高斯白噪声情况下的误码率理论值和测量值进行了比较,分析了扩频序列对高斯白噪声和窄带噪声的影响,最后简单分析了在不同扩频序列情况下,系统的多址干扰情况。关键词：扩频 ；m序列；二进制移相键控；抗干扰AbstractSpread Spectrum Communicationsis used more and more widely in mobile communications, wireless data communications and other are
6、as for its high performance in anti-jamming and security. Moreover, it is very easily to realize multiple access transmission on the basis of spread spectrum communications. Direct sequence spread spectrum communications is one of the most typical spread spectrum modes. Aiming at developing a commun
7、ication systememployed in the integrated experiments, the thesis has studied direct sequence spread spectrum mode from the points of view of both the hardware implementation and the software simulation. As the hardware part, a simplified direct sequence spread spectrum system is designed and realize
8、d, in which BPSK modulation scheme is adopted and m sequence is employed as the spreading sequence for its excellentcharacteristics and common use. For the software part, bit error performance is obtained on the basis of SystemView simulation software platform and compared with the theoretical value
9、s, along with the brief analysis of the multiple access ability.The basalprinciple of DSSS is introduced briefly in the first chapter of the thesis. In the second chapter, the theory of m sequences including the generation method and the correlation properties is discussed in detail. The scheme and
10、architecture of the hardware system is covered in the third chapter. The implementation of the transmitter, which composed of the clock module, the carrier generator, the m sequence generator, the spreader and the modulator, and the receiver composed of the demodulator, the despreader, the sampler a
11、nd the judging module are introduced and discussed in detail. In the forth chapter, the anti-jamming and multiple access ability are elaborated. In the fifth chapter, the DSSS simulation system is built and the waveforms of a variety of output points are presented. At the same time, the results of t
12、he bit error rate obtained by simulation is compared with the theoretical values in the case of the Additive White Gauss Noise channel. In the end, the multiple access jamming is analyzed simply when different spreading sequences are allocated to different users.Key Words: Spreading spectrum；m seque
13、nce；BPSK； Anti-jamming第一章直接扩频通信概述1.1 基本原理扩展频谱通信简称扩频通信。扩频通信的基本特征是使用比发送的信息数据速率高许多倍的伪随机码把载有信息数据的基带信号的频谱进行扩展,形成宽带的低功率谱密度的信号来发射。香农在信息论的研究中得出了信道容量的公式：C=Blog21-1这个公式指示出：如果信息传输速率C不变,则带宽B和信噪比P/N是可以互换的,就是说增加带宽就可以在较低的信噪比的情况下以相同的信息率来可靠的传输信息,甚至在信号被噪声淹没的情况下,只要相应的增加信号带宽,仍然保持可靠的通信,也就是可以用扩频方法以宽带传输信息来换取信噪比上的好处。这就是扩频通
14、信的基本思想和理论依据。信息数据D经过常规的数据调制,变成了带宽为B1的基带信号,再用扩频编码发生器产生的伪随机编码,对基带信号作扩频调制,形成带宽B2、功率谱密度极低的扩频信号,这相当于把窄带B1的信号以PN码所规定的规律分散到宽带B2上,再发射出去。接收端用与发射时相同的伪随机编码做扩频解调,把宽带信号恢复成常规的基带信号,即依PN码的规律从宽带中提取与发射对应的成份积分起来,形成普通的基带信号,然后,可再用常规的通信处理解调出发送来的信息数据D。1.2 扩频通信的主要特点扩频通信技术在发端以扩频编码进行扩频调制,在收端以相关解调技术收信,这一过程使其具有诸多优良特性：抗干扰性强表示扩频通
15、信特性的一个重要参数是扩频增益G,其定义为扩频前的信号带宽B1与扩频后的信号带宽B2之比。G=B2/B1扩频通信中,接收端对接收到的信号做扩频解调,只提取扩频编码相关处理后带宽为B1的信号成份,而排除了扩展到宽带B2中的干扰、噪声和其他用户通信的影响,相当于把接收信噪比提高了G倍。考虑到输出端的信噪比和接收系统损耗,可以认为实际的扩频增益带来的信噪比的改善为：M=G-输出端信噪比一系统损耗公式中的M叫做抗干扰容限。隐蔽性强、干扰小因信号在很宽的频带上被扩展,则单位带宽上的功率很小,即信号功率谱密度很低。信号淹没在白噪声之中,别人难于发现信号的存在,再加之不知扩频编码,就更难拾取有用信号。而极低
16、的功率谱密度,也很少对其他电讯设备构成干扰。易于实现码分多址扩频通信占用宽带频谱资源通信,改善了抗干扰能力,由于扩频通信要用扩频编码进行扩频调制发送,而信号接收需要用相同的扩频编码之间的相关解扩才能得到,这就给频率复用和多址通信提供了基础。充分利用不同码型的扩频编码之间的相关特性,分配给不同用户不同的扩频编码,就可以区别不同的用户的信号,众多用户,只要配对使用自己的扩频编码,就可以互不干扰地同时使用同一频率通信,从而实现了频率复用,使拥挤的频谱得到充分利用。发送者可用不同的扩频编码,分别向不同接收者发送数据；同样,接收者用不同的扩频编码,就可以收到不同的发送者送来的数据,实现了多址通信。抗多径
17、干扰在无线通信中,抗多径干扰问题一直是难以解决的问题,利用扩频编码之间的相关特性；在接收端可以用相关技术从多径信号中提取分离出最强的有用信号,也可把多个路径来的同一码序列的波形相加使之得到加强,从而达到有效的抗多径干扰。1.3 直接序列扩频通信系统直接序列扩频系统简称直接扩频DSS系统或叫直接序列DS系统,是目前使用最多,最典型的扩频工作方式,直扩方式是在发端直接用具有高码率的扩频编码去扩展信号的频谱,而在收端用相同的扩频编码进行解扩使扩频信号还原为原始信号。直接序列系统中用的编码序列通常是伪随机序列或叫伪噪声PN码。要传送的信息经数字化后变成二元数字序列,它和伪随机序列模二相加后变成复合码去
18、调制载波。在直接序列系统常对载波进行相依键控调制。当扩频调制后由天线发射出去。在接收机中要有一个和发射机中的伪随机码同步的本地码,对接收信号进行解扩,解扩后的信号送到解调器取出传送的信息。系统简化框图如下：信息数据发射机伪随机序列载波发送电路sd pn cos0t图1-1发送电路接收电路：接 收滤波器积分器本地PN码本地载波门限判决uv图1-2 接收电路第二章扩频码m序列2.1 引言在扩频系统中,信号频谱的扩展是通过信息数据与扩频码异或实现的,因此扩频系统性能的好坏直接取决于扩频码的特性。通常来说,扩频码应满足以下要求：1 易于产生；2 具有随机性；3 具有尽可能长的周期；4 具有尖锐的自相关
19、特性和良好的互相关特性；从理论上说,用纯随机序列去扩展信号频谱是最理想的。但是接收机中为了解扩应当有一个与发送端扩频码同步的副本,而真正的随机序列是不可能重复产生的,因此实际上,我们只能用伪随机或伪噪声PN序列作为扩频码。伪随机序列具有貌似噪声性质,但它是周期性有规律,既容易产生,又可以加工和复制的序列。2.2最长线性反馈移位寄存器序列m序列n级线性移位寄存器,经过适当的抽头反馈和模2加法器能产生序列的最大可能周期是p=2-1,这样的序列叫最长线性反馈移位寄存器序列或m序列。m序列具有类似随机噪声的尖锐的自相关特性,是一种较为常用的伪随机扩频序列。2.2.1m序列的性质 1序列的平衡性：m序列
20、一个周期中1的个数比0 多1,且1的个数为2n-1,0的个数为2n-1-1。 2移位可加性：某个m序列同相移为任意值的同一m序列的模2和是另一相移的m序列。 3在周期为p=2-1的m序列中,总共有2个游程,有一个长度为n的1游程,一个长度为n-1的0游程。2.2.2m序列扩频码的自相关函数 设m序列的码片宽度为T,码片波形为矩形,波形幅度出现+1,-1的概率各为1/2,所有脉冲度取值相互独立且脉冲波形起始时间T在0- T之间均匀分布,经推导可得周期为p的m序列的自相关函数为1- |T2-1- T|pTc/2 r=m序列的自相关函数如图2-1所示,由图中可以看出,当t=0时,m序列的自相关函数出
21、现峰值1；当t偏离0时,相关函数曲线很快下降；当1tp-1时,相关函数值为-1/p；当t=p时,又出现峰值1；如此周而复始。当p很大时,m序列的自相关函数与白噪声类似。相关检测就是利用这一特性来检测自相关函数值为1的码序列。R1 1/p 2Tc pTc图2-12.2.3m序列扩频码的功率谱密度 功率谱和相关函数是一对傅立叶变换。由图2-1可知,m序列的自相关函数可以看成是高度为p+1/p的周期三角形脉冲列减去一个幅度为1/p的直流分量。设周期三角形脉冲列的傅立叶变换为G,幅度为1/p的直流分量的傅立叶变换为G。显然,m序列扩频码的功率谱密度G为： G= G- G 2-2三角形脉冲的傅立叶变换是
22、抽样函数的平方。周期三角形脉冲的傅立叶变换是以抽样函数平方为包络的离散谱线,相邻谱线的间隔为1/pTc。这样,G可表示为：2-3直流分量的傅立叶变换为G= 2-4m序列扩频码的功率谱2-5由2-5式可看出m序列扩频码的功率谱具有如下特点： 1m序列扩频码是周期函数,它的自相关函数也是同周期的周期函数,相应的功率谱就是线状谱,相邻谱线间隔为1/pTc. 2由于序列波形是幅度恒定的矩形波,因而具有恒定的功率。各谱线对应频率分量的功率随序列长度p的增加而减小。 3零频率直流分量的功率为1/p,这是由于一个周期0、1个数不相等所引起的。 4m序列信号功率谱密度的包络形状由码片宽度Tc所决定而与序列周期
23、p无关。这说明m序列伪随机信号的频带宽度决定于码片宽度。2.2.4m序列的的互相关函数 设a和b是两个周期相同的不同m序列,m序列的离散互相关函数定义为 R=2-6设f=2-7f= 2-8为分别用m序列a、b 表示调制后的信号波形,其中p为宽度Tc的单位脉冲。定义周期信号的连续互相关函数为R=2-9 从前面讨论中可以看出m序列的自相关函数是双值函数,但周期相同的不同m序列之间的互相关函数不再是双值函数,而是一个多值函数。2.2.5m序列信号的产生一序列多项式与特征多项式设线性移位寄存器产生的序列为 a=a,a,a,定义以二元有限域的元素a为系数多项式 G= a+ax+a2x2+ = 2-10叫
24、序列多项式。式中a取0,1两个值,符号x的幂次表示序列元素的位置。若r级线性移位寄存器的初始状态为a,a,a且满足线性反馈逻辑a=ca+ca+ca 2-11可得序列多项式G与反馈逻辑函数关系： G=2-12如果把模2加法器反馈到第一级的连线c=1考虑进去,式2-12的分母就是反馈逻辑。令 F=1+=2-13为特征多项式。因c=1,所以上式变为 G=1/F 2-14上式说明序列多项式是特征多项式的倒数。知道了特征多项式,通过长除就可以求出G.二、 本原多项式设F=,c=1,c=1 是F域上的特征多项式,以G代表由特征多项式所产生的所有非零序列的集合。于是G中之非零序列均为m序列的充要条件是F为F
25、上的本原多项式。所谓本原多项式是指F是不可约的,F可整除1+x,p=2-1,F除不尽1+x,qp.在实际应用时,常常是根据需要确定所要求的码长,有p=2-1确定移位寄存器的级数r,查本原多项式表,确定F,由F就可以决定线性移位寄存器的反馈连线。2.2.6m序列优选对 m序列优选对,是指在m序列集中,其互相关函数最大值的绝对值|R|最接近或达到互相关值下限的一对m序列。 设A是对应于n级本原多项式F所产生的m序列,B是对应于n级本原多项式|R|所产生的m序列,当它们的互相关函数|R|满足2+1 n为奇数2-152+1 n为偶数 n不是4的整倍数|R|=则F和F产生的m序列A和B构成一对优选对。例
26、如,n=7的本原多项式：211和301。211本原多项式F=x+x+1;301本原多项式F= x+x+1,经计算可得|R|=17,满足式2-15,故211和301构成优选对。第三章硬件系统设计与实现3.1 设计思想与系统参数本设计中采用的扩频序列为周期127的m序列,码片速率为128kHz,要传送的数字信息速率为2kHz,它和m序列模2加后变成复合码去调制载波。调制方式采用比较常用的二进制移相键控。为了节省发射功率和提高发射机工作效率,扩频系统中采用平衡调制器,载波为1MHz的正弦波。为了和发送电路相对应,接收端首先进行相干解调,解调后输出的信号再进行相关解扩,输出的信息进行抽样判决就可恢复出
27、原信息。系统总体框图如下：触发器m序列256k4分频极性变换=1时钟256分频频触发器信息码256k1M载波信息发送平衡调制器图3-1 发送系统相 乘 器相乘器接收滤波器低通滤波器1MHz载波m序列信息恢复比较器抽样保持参考电平图3-2 接收系统在所有扩展频谱通信系统中,都要解决同步问题,包括载波及码元同步问题。在接收端一般有两类不确定的因素,就是码相位和载波频率的不确定性,扩频接收机要能够正常工作,这两个问题都必须解决。 一般情况下,扩频通信接收机很复杂,但本设计为突出重点,略去了同步系统,接收端所用的载波和扩频码序列都是发送端相应信号的副本。3.2 发射电路页：12具体介绍每个模块之前,最
28、好再有一个原理框图或者起码是模块的罗列3.2.1时钟信号产生 时钟采用简单的TTL时钟发生器,这个电路适用于大多数TTL系统,它只需要一块六反相器集成电路中的3个反相器和3个无源元件。时钟频率取决于C的电容量：C为200pF时,频率为5MHz；C为1600pF时,频率为1MHz；C 为0.018时,频率为100KHz。本电路要求产生512K的时钟信号,故电容选用2000pF。 电路图如下所示：图3-3 512K时钟信号发生器及分频电路 前一部分电路产生512K时钟信号,后面接一分频器以便产生本系统所需各种时钟信号,分频器用双16进制计数器74LS393实现,共可实现2分频,1A计数器时钟端输入
29、的是512K信号,可得从74LS393的3脚到6脚输出依次为256K,128K,64K,32K,从74LS393的11脚到8脚输出依次为16K,8K,4K,2K。这样就得到了各种时钟信号。3.2.2信息码的产生一般来说,信息码也是伪随机序列,在这里选用一个固定的序列做信息码,可以用各种方式产生这种序列,可以用移位寄存器加反馈网络产生,也可以用计数器加反馈网络产生等多种方法,本设计采用后者。选用周期为10的序列1101000101作为信息码。 计数器选用16进制计数器CD40161,状态表如下：表3-1 状态表Q Q Q QZ0 1 1 010 1 1 111 0 0 001 0 0 111 0
30、 1 001 0 1 101 1 0 001 1 0 111 1 1 001 1 1 11反馈网络可以用门电路实现,但为了简化电路,可用8选1数据选择器74LS151来设计,74LS151的输出方程为 Y= 3-1根据式4-1设计状态方程如下 Z=*1+*Q+*Q+*Q3-2因此可得74LS151的数据端输入的数据如下D=D=D=D=0 D=1 D=D=D=Q因此信息码发生器电路如下：图3-4 信息码发生器注：D触发器的功能是避免组合输出网络产生冒险3.2.3m序列的产生传统的产生m序列的方法是采用移位寄存器网络实现,这种方法电路比较复杂,况且不方便产生多路m序列,因此本设计采用预先将m序列固
31、化到EPROM中的方法来实现,此方法电路比较简单且很容易产生多路序列信号。根据2.2.6小节的讨论,本设计采用周期为127的本原多项式为211即F=x+x+1和301即F= x+x+1所产生的这一对优选m序列。由本原多项式F=x+x+1产生的m序列为： 1111111000111011000101001011111010101000010110111100111001010110011000001101101011101000110010001000000100100110100111101110000111111100011101100010100101由本原多项式F= x+x+1产生的m序
32、列为：1111111000000100000110000101000111100100010110011101010011111010000111000100100110110101101111011000110100101110111001100101010111111100000010000011000010因所要产生的m序列周期较短,故采用2k*8位的EPROM2716,有2k个单元,每个单元有8位,此芯片有11根地址线,有八位输出线,每当选中其中一个单元时,此单元一个字节的数据并行输出。要产生的m序列是串行的,根据此芯片的特点,要先把串行的这两路m序列变成并行码,这两路m序列占据了一个
33、字节单元的前两位,其他六位可置1或置0。把这种并行码写入到2716中,经过运算所要输入的并行码以16进制表示如下：c0c0c0c0c0c0c0000000808080408080000000c040800000804080c080808040c040c0008040000000c000c0c00080c0c0c0004080c0800040c040c04080c000008080404040000080c00080c0008040c080c04080400040c0804040c0400040c0000000404000c00000c00040c0c000c040408080c0c00080c
34、08040004000输出时8根输出线的前两根的输出就是所要输出的两路m序列。m序列发生器电路如下：图3-5 m序列发生器如上图所示,用74LS393做地址译码器,因要产生的m序列周期为127,故只需控制2716的7根地址线,用74LS393的7个输出端去控制这7根地址线。因周期是127,故地址译码电路需要一反馈电路,用与门来实现。当74LS393的CLK端输入128K的时钟信号时,可在2716前两个输出端得到所要产生的两路m序列。3.2.4扩频信号的产生 设信息码发生器图4-2产生的信息码为d,扩频码发生器图4-3产生的m序列为m,两信号都是TTL信号,把两信号异或就可得到扩展频谱的信,设为
35、c,为了便于表达用下式表示：c=d*m3-3-为了将待传送的信息同扩频码序列进行准确的模2加,必须对信息序列用时钟进行定时,定时用D触发器来实现。 电路图如下：图3-6 扩频电路如图4-1所示,定时用256K的时钟信号,信息码速率2K,m序列速率128K,在两个D触发器的作用下,信息码和m序列可以准确的模2加,此运算用异或门74LS86来实现。扩频后信号输出速率为128K。3.2.5信号调制 一般情况下,直接序列扩频系统均采用PSK调制,而较少采用FSK或OOK,由通信原理可知,在PSK、FSK、OOK三种调制方式中,PSK是最佳调制信号,所谓最佳是指在其他条件相同的情况下,PSK误码率最小。
36、故本设计采用BPSK这种调制方式。3.2.5.1 二相相移键控扩频后信号为c,载波频率为,调相波可表示为 s=Acost+c 3-4式中是相位调制指数。若规定在扩频码序列中当c=0时,c=0；当c=1时,c=,这种调制称为二相相移键控。这种二相相移信号可表示为Acost 当c=0时3-5-Acost 当c=1时s=这样BPSK信号可用下列平衡调制信号表示s=Accost 3-6式中c是以+1,-1表示的扩频后码序列。BPSK调制过程如下图所示：图3-7 2PSK调制过程3.2.5.2 平衡调制器 为了节省发射功率和提高发射机工作效率,通常使用抑制载波的双相平衡调制。由式4-3可知,BPSK信号
37、可用双极性的二进制信号和载波相乘而获得,所以BPSK调制可用平衡调制器来实现。一TTL信号变双极性电路因为扩频信号产生电路输出的是TTL信号,故在进行平衡调制之前,要先把此TTL信号变成双极性信号,即当二进制信号是1的时候,信号电平是-V,当二进制信号是0的时候,信号电平是+V。根据TTL信号的特点,变换电路可用反相器74LS04或CD4069和运算放大器LF353组合电路实现。此变换电路如下：图3-8 单极性变双极性电路如图4-2所示,反相器74LS04先把TTL信号反相,即把1信号变成0信号,把0信号变成1信号,第一级运算放大器传递函数是： U=-U3-7其实现的是取负功能,即当输入信号电
38、平是0时,输出不变,当输入信号电平是1时,输出-V。变成第二级运算放大器的传递函数是： U=-=- 3-8其实现的功能是反相求和。把第一级运放的输出信号和原信息相加,就可得到所需要的双极性信号。二、载波发生电路本设计载波选用1MHz的正弦波,因所需的正弦波精度要求不高,可用简单的文氏桥振荡器来实现。电路如下: 图3-9 正弦波发生器 如图4-7所示,电路的振荡频率由R和C的值决定,公式如下: f=1/2RC 3-9由式4-6可知,若电容C取值200pF,则电阻R应取值750。为了能使电路正常起振,电阻R1和R2应满足关系R2/R12,故取R1为500,R2为1.5K。 三 信息调制 用极性变换
39、电路输出的双极性信号以DSB方式去调制载波就可得到BPSK信号,可用集成模拟乘法器来实现。集成模拟乘法器是完成两个模拟量相乘的电子器件。本设计选用比较常见的MC1496来实现。它是双平衡四象限模拟乘法器,其部电路如下图所示:图3-10 MC1496部电路 其中,T1,T2与T3,T4组成双差分放大器,集电极负载电阻是Rc1,Rc2。T5,T6组成的单差分放大器用于激励T1 T4。T7,T8及其偏置电路构成恒流源电路。引脚8与10接输入电压vx,1与4接另一输入电压vy,输出电压vo从引脚6和12。引脚2和3外接电阻RE,对差分放大器T5,T6产生电流负反馈,可调节乘法器的信号增益,扩展输入电压
40、vy的线性动态围。引脚14为负电源端或接地端,引脚5外接电阻R5,用来调节偏置电流I5及镜像电流IO的值。 由MC1496构成的平衡调制器电路如下:图3-11平衡调制器 如图4-9所示,载波信号vc经高频耦合电容从10脚输入,C3为高频旁路电容,使8脚交流接地；调制信号c从脚输入,C4为低频旁路电容,使4脚交流接地。BPSK信号从12脚输出。采用双电源供电方式,所以5脚的偏置电阻R5接地。调整50K的电位器可得到输出的最大的载频抑制。输出滤波用来去掉不需要的谐波。由式4-3可知此调制信号的输出为s=Accost,其中c=d*m,为扩频后且变为双极性的信号,所以发送信号的完整表达式为：s=Ad*
41、mcost3.3 接收电路3.3.1接收滤波 发射机发送出来的信号经信道传输后,到达接收端时会有噪声干扰,为了滤除了滤波器通带外的噪声,需要在解调前加一带通滤波器。3.3.1.1 BPSK信号的功率谱前面已经得到,一个BPSK信号s可以表示成：s=Accost 3-11这里c代表信息的一个双极性矩形脉冲序列。现设s功率谱密度为PE,c的功率谱密度为PC,于是BPSK信号的功率谱密度可以表示成：PE= PC+ PC 3-12信号c为双极性矩形基带信号把它表示成如下形式：c=3-13故由5-2式可得：PE= fcP|G|2+|G|2+ fc2|G|2+ 3-14其中, fc,为双极性信号的频率,P
42、为双极性信号1出现的概率。当双极性信号中的1和0出现的概率近似相等即P=1/2,所以式5-4中的离散部分等于零,则此式变为：PE= fcP|G|2+|G|23-15又因为g的频谱G为 G=Tc| 3-16所以式5-5还可以写成 PE=|2+|2 3-17由以上分析可以看出,BPSK信号的功率谱密度有离散谱与连续谱两部分组成,但当双极性基带信号以相等概率出现时,将不存在离散谱部分,而m序列中1和0出现的概率近似相等,所以调制信号输出的功率谱密度应如式5-7所示。由此式可的下图：图3-12 功率谱密度由上图可知,BPSK信号的功率主要集中在f1fc附近,f1为载波频率,fc为二进制信息速率。3.3.1.2 接收滤波器设计由上面的分析可知,因为调制信号是二进制的数字信号,理论上讲BPSK信号的功率分布在整个频率围,但是由式5-7和图5-1可知,以m序列为调制信号的BPSK的功率分布主要集中在载波附近,即f1fc,因此BPSK信号带宽为2fc。为了限制信道噪声,信号在进入接收机之前首先要经过接收滤波器。页：24接收滤波器应设计为以载波f1为中心频率,带宽为2fc的带通滤波器。对于本系统来讲,f
