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1、摘 要随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、学习和生活的关系日益密切，而此类设备都离不开可靠的电源。开关电源是近年来应用非常广泛的一种新式电源，它具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、使用方便、性能稳定等优点，而且已逐渐取代传统线性电源。在邮电通信、航空航天、仪器仪表、工业设备、医疗器械、家用电器等领域应用效果显著，进一步促进了开关电源技术的迅速发展。目前，开关电源正朝着集成化、智能化、模块化的方向发展。本文简述了一个60W反激式开关电源的设计过程。该电源通过将输入的交流电压经过滤波、PWM控制、功率变换和稳压控制等电路的处理，得到一个60W的直流输出。该电源具有短路保护、过流
2、保护、反馈补偿等保护电路，增强了电源工作的安全性和可靠性。其中PWM控制模块最为关键，它主要通过控制脉冲电压的占空比来控制反激变压器的开通与关断，从而得到所需输出电压的目的。整个电源采用最新的电路设计，具有结构紧凑、性能可靠、输入电压范围宽、输出效率高等优点。关键词：开关电源；PWM控制；功率变换；反激变换；保护电路AbstractWith the rapid development of power electronic technology, the power electronic equipments and peoples work, study and life move ever
3、 closer together, and these devices are inseparable from reliable power supply. The switching power supply which is widely applied in recent years is a new power supply, it has advantages like small volume, light weight, high efficiency, low calorific value, convenient usage, stable performance, and
4、 has advantages of substituting the traditional linear power. At post and telecommunications, aerospace, instruments, industrial equipment, medical equipment, household appliances, etc application effect of switching power supply is significantly, and it has promoted the rapid development of swithin
5、g power supply. At present, switching power supply is improving toward to integration, intelligent and modular direction.This paper introduces a 60W flyback type switch power supply design process. It input ac voltage，with filtering, PWM control, power transformation and the voltage control circuit,
6、 then output dc 60W. This power with short circuit protection, over current protection, feedback compensation protection circuit, strengthened the power work safety and reliability. Among them, the most key is PWM control module, which is mainly achieved by controling the duty cycle of pulse voltage
7、 to control transformer open and shut off, and its required for the purpose of the output voltage. The power source adopts the latest circuit design, with compact structure, reliable performance, wide input voltage range, higher efficiency.Keywords: switching power supply; PWM control; power convert
8、er; flyback transform; protection circuit目 录引言1设计任务31开关电源基本知识31.1基本的PWM变换器主电路拓扑31.1.1Buck变换器31.1.2Boost变换器31.1.3Buck-Boost变换器41.1.4Cuk变换器41.2反激变换器简介42总体方案设计53各模块详细设计63.1PWM控制电路63.1.1PWM控制芯片UC2843基本资料63.1.2UC2843外围电路83.1.3谐波补偿93.2反激电路高频变压器设计103.2.1磁性材料的特性103.2.2反激变压器的设计123.3反激变换电路设计143.4RCD缓冲器设计163.5
9、检流电阻和高压补偿电路的设计173.6辅助供电设计183.7反馈回路的设计183.8输出电路设计203.9输入EMC模块设计214电路调试234.1控制芯片UC2843BN外围电路的调试234.1.1调试内容与步骤234.1.2调试中遇到的问题与解决方法234.2反馈回路的调适244.2.1调试内容与步骤244.2.2调试中遇到的问题与解决方法244.3变压器调试254.3.1调试内容与步骤254.3.2遇到的问题与解决方法254.4整体调试254.4.1调试内容254.4.2遇到的问题和解决方法265电源参数的测试265.1几个重要节点的波形265.1.1开关MOS管漏-源极电压(Vgs)波
10、形265.1.2开关MOS管栅-源极电压(Vds)波形275.2输入特性参数295.2.1输入工作电压范围295.2.2最大输入电流295.3输出特性参数305.3.1交调测试305.3.2稳压精度315.3.3负载调整率315.3.4电压调整率325.3.5峰-峰值杂音电压325.3.6负载动态响应335.3.7效率355.4保护特性355.4.1输出限流保护355.4.2短路保护365.5电源测试小结366结论37谢 辞39参考文献40附 录41引言1955年美国罗耶（GH.Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen S
11、en)发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。随着科技的发展，电子设备的便携化，小型化轻型电源的发展尤为重要。开关电源的出现为此提供了可行途径。降低体积、重量，提高工作频率也是开关电源的发展方向。1980年前，功率变换器的开关频率为2050kHz，从20世纪80年代起，提高开关频率成为减小开关电
12、源尺寸的最有效有段，同时，也改善了电源的动态性能。开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。现在200500kHz已成为100W输出DC-DC功率变换器的标准开关频率。开关电源继续向着高频、高效、轻便方向发展。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。虽然现阶段开关电源拥有效率较高、可靠性好、抗干扰能力较强和模块化的形成，但高频化、低功耗、低噪声仍然是开关电源发展的方向，其中高频化将使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高
13、新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn/Zn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZV
14、S、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广
15、阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。设计任务本课题要求利用UC2843BN芯片控制，用反激变换的方式，实现一个交流220Vac、输出12V/5A的开关电源，能够正常带载、限流、短路等功能，并且输出纹波、峰峰值、动态响应等能满足国标要求。主要内容如下：1.了解和掌握开关电源相对于工频电源的优、缺点及其应用场合。2.学习和掌握UC2843BN控制芯片内部原理结构及控制方式。3.了解和掌握反激式开关电源的工作原理及其应用场合。4.了解和掌握开关电源的基本指标及参数，并能基于参数判别开关电源的优劣。
16、5.完成利用UC2843BN控制的、输出12V/5A的开关电源。以上5点也是课题研究的重点，而课题的难点主要在于控制芯片UC2843BN外围电路的设计和高频变压器的设计。1 开关电源基本知识1.1 基本的PWM变换器主电路拓扑1.1.1 Buck变换器 图1.1 Buck变换器模型 图1.2 基本Buck变换电路Buck变换器又称降压变换器、串联开关稳压电源、三端开关型降压稳压器。图1.1为由单刀双掷开关S、电感L和电容C组成的Buck变换器电路。图1.2为由以占空比D工作的的晶做管、二极管D、电感L、电容C组成的Buck变换器电路图。电路完成把直流电压Vs转换成直流电压Vo的功能。1.1.2
17、 Boost变换器 图1.3 Boost变换器模型 图1.4 基本Boost变换器Boost变换器又称为升压变换器、关联开关电路、三端开关型升压稳压器。主要由开关（图1.3的单刀双掷开关，图1.4的控制三级管）电感L、电容C组成，完成把Vs升压到Vo的功能。-+-+1.1.3 Buck-Boost变换器 图1.5 Buck-Boost变换器模型 图1.6 基本Buck-Boost变换器Buck-Boost变换器又称降压-升压变换器、反号变换器。在Buck变换器后串接一个Boost变换器，就可得到Buck-Boost变换器，经简化后，可得到上面的两个电路。1.1.4 Cuk变换器1980年前后，
18、美国加州理工学院Slobodan Cuk进行一系列Boost-Buck串联变换器的研究，并不断完善，终于完成以他的名字命名的变换器，简称Cuk变换器。其发展的思路是把Boost与Buck变换器串联起来，进行一系列演变，得到很有特色的一个电路。如图1.7。图1.7 Cuk变换器这个电路只要一个开关和一个换流二极管。C1电容器作为输入到输出主要能量的转换元件。1.2 反激变换器简介反激变换器是由Buck-Boost推演并加隔离变压器后而得到的，基本电路如图1.8所示。它被称为反激式电路，是因为该电路脉冲变压器的原副边相位相反，当开关管导通，驱动脉冲驱动变压器原边时，变压器副边不对负载供电，即原、副
19、边交错通断，解决了脉冲变压器磁能被积累的问题。图1.8 基本反激变换电路优点：转换效率高、电路简单、适用于多组输出要求、多台并联工作容易、可以自动均衡、输入电压在很大范围内波动时，仍有较稳定输出。缺点：输出电压中存在较大纹波、负载调整精度不高、适用于相对固定的负载、输出功率受到限制，通常应用于150W以下。反激变换器一般有两种工作方式。1.完全能量转换（电感电流不连续方式）：在储能同期中，变压器中储存的所有能量在反激周期中都转移到输出端。2.不完全能量转换（电感电流连续方式）：储存在变压器中的一部分能量在反激周期末保留到下一个储能周期的开始。此次设计的反激开关电源要求电路能跨越完全能量转换和不
20、完全能量转换两种方式都能正常工作。2 总体方案设计一个开关电源要由整流滤波电路、功率变换电路、控制模块和反馈环路构成。为了减少输入电源的电磁噪声及杂波信号对电源的干扰，在输入端设计了EMI抑制电路；为了防止开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过流或短路现象，损坏后级用电设备，设计了输出过流保护和短路保护功能。综合考虑了以上各方面的因素，本课题的电源系统的总体方案如下图2.1所示。 图 2.1总体方案设计整流滤波反激变换电路模块2843控制电路模块220v交流12V直流输出反馈环路模块EMI模块3 各模块详细设计在开关电源设计中，关键部分设计有：高频变压器设计以，反激变换电路
21、设计，及开关控制IC芯片外围电路设计。下面将会比较详细的阐述关键模块的设计过程，其它部分的模块则作相应简要描述。3.1 PWM控制电路3.1.1 PWM控制芯片UC2843基本资料UC3842 是美国 Unitrode 公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片。 其内部原理框图如图3.1（UC2843 内部结构图）所示。其内部有误差放大器、PWM调制、锁存、可微调的振荡器等基本模块，还有欠压锁定、过压保护、基准电源、低起动电流，能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾输出等功能。图3.1 UC2843内部结构UC3843的电压、电流双闭
22、环控制的原理是由振荡器以固定频率发送脉冲，脉冲到来时，锁存器置“1”，6脚输出一个脉冲，开关管导通，变压器原边电流上升。上升到误差信号Ucs1V时，PWM比较器输出高电平，锁存器复位，6脚输出低电平，功率开关管关断，直到下个脉冲的到来。当输入电压升高时，系统有很快的动态响应，对电压扰动实现前馈抑制。同时，电压误差放大器有很高的增益，不影响系统的稳定性，且改善了负载调整率。逐个脉冲电流检测限制可以简化过流保护电路，峰值限制最大输出电流，保证电源工作可靠。在本课题中使用8管脚封装的UC3843脉宽调制控制芯片，其具体的各管脚功能说明见表3.1。表3.1 UC2843各引脚功能管脚功能说明1补偿该管
23、脚为误差放大器输出，并可用于环路补偿。输出电压低于1伏则关断脉冲输出。2电压反馈该管脚是误差放大器的反相输入，通常通过一个电阻分压器连至开关电源输出。当其输入电压大于2.5V时则关断脉冲输出。3电流取样一个正比于电感器电流的电压接至此输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通。4RT/CT通过将电阻RT连接至Vref以及电容CT连接至地，使振荡器频率和最大输出占空比可调。工作频率可达500kHz。5地该管脚是控制电路和电源的公共地。6占空比输出该输出直接驱动功率MOSEFT管的栅极，高达1.0A的峰值电流经此管脚拉和灌。7Vcc控制集成电路的正电源。8基准输出Vref该管脚为参考输出，它通过
24、电阻RT向电容CT提供充电电流。UC2843的输出频率由其内部振荡器决定，振荡器频率由振荡器输入的4脚外接阻容电阻RT和电容CT决定。电容CT由8脚基准5.0V的参考电压通过电阻RT充电，充至约2.8V，再由一个内部的电流缩放电至1.2V。理论上说，可以有很多种的RT和CT值可以得到相同的振荡器频率，但是只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。振荡器门限是温度补偿的，放电电流在T=25C时被微调并确保在10%之内，这些内部电路的优点使振荡器频率及最大输出占空比的变化最小。振荡信号频率与占空比随RT、CT的变化的具体波形如图3.2。图3.2 振荡频率及占空比与RT、CT的关系振荡器频
25、率公式如下： （3-1）式中fs振荡器频率（Hz）； Ct4脚与地之间的电容大小（F）； Vosc=1.7V； IRt=VREF / Rt； Idis=8.3mA。UC3843具有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来直接驱动功率MOSEFT管的，在1.0nF负载下时，它能提供高达1.0A的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升、下降时间。还符加了一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入灌模式，这个特性使得外部下拉电阻不再需要。开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc（由电流取样输入和输出/补偿电压）来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形（如图3.2）。电流反馈端即UC3
26、843的3脚，当检流电阻检测到原边电流所得的电压Ucs1V时则输出脉冲关断。由于课题明确规定使用该型号芯片作为本次设计的PWM控制芯片，于是就不再考虑使用其它型号的芯片了。3.1.2 UC2843外围电路芯片外围电路如图3.3。图3.3 UC2843外围电路1.输出频率的确定UC2843输出频率由连接于4脚的C40、C41和R69确定，其中C40=C41=10*103 pF=10-8F，则Ct=C40/C41=2*10-8F，Rt=R69=1K=1000。根据公式(3-1)则有：=58.5KHz.但是实际电路中，由于芯片外围电路某些寄生电容等的干扰，使得芯片实际工作的频率一般都有一定的误差。在
27、电路调试过程中测得UC3843输出脉冲波频率f5=61.5KHz，在误差允许的范围内，这是可以理解的。3.1.3 谐波补偿 图3.4 变压器中电感电流的变化过程R67、C43的作用是对3脚进行斜坡补偿。如果没有R67、C43, 当电源的占空比大于50，或变压器工作在连续电流条件下时，整个电路就会产生分谐波振荡，引起电源输出的不稳定。图3.4表示了变压器中电感电流的变化过程。设在t0时刻，开关开始导通，使电感电流以斜率m1上升，该斜率是输入电压除以电感的函数。t1时刻，电流取样输入达到由控制电压建立的门限，这导致开关断开，电流以斜率m2衰减，直至下一个振荡周期。如果此时有一个扰动加到控制电压上，
28、那么它将产生一个I，这样我们就会发现电路存在着不稳定的情况，即在一个固定的振荡器周期内，电流衰减时闸减少，最小电流开关接通时刻t2上升了I+Im2/m1，最小电流在下一个周期t3减小到(I+Im2/m4)(m2/m1)，在每一个后续周期，该扰动m2m1被相乘，在开关接通时交替增加和减小电感电流，也许需要几个振荡器周期才能使电感电流为零，使过程重新开始，如果m2m1大于l，变换器将会不稳定。 图3.5 加入斜坡补偿后的电感电流的变化过程通过R67、C43，在控制电压上增加了一个与脉宽调制时钟同步的人为斜坡，如图3.5。它可以在后续的周期内将I扰动减小到零。该补偿斜坡的斜率（m3）必须等于或略大于
29、m22来保持稳定。随着m22斜坡补偿，平均电感电流会随着控制电压变化而变化，由此产生真正的电流模式运行。因此，即使系统工作在占空比大于50或连续的电感电流条件下，系统也不会出现不稳定的情况。这个补偿斜坡由振荡器产生并且被增加到电压反馈或电流采样输入中。3.2 反激电路高频变压器设计3.2.1 磁性材料的特性 1.饱和磁滞曲线一块从未被磁化的材料磁化时，当磁场强度H由0开始逐渐，磁感应强度B也由0开始逐渐增加，增加至某最大值Hs时，最后B趋于不变，这种现象称为饱和。饱和时的磁感应强度称为饱和磁感应强度，记做Bs。图 3.6起始磁化曲线和磁滞回线磁化过程中材料内部发生的过程是不可逆的，当磁场强度由
30、饱和时的Hs减小至0，B并非沿原来的磁化曲线返回，而是滞后于H的变化。当H=0是，B=Br，称为剩余磁感应强度。如果继续减小H(即反向增加H)，反向的B也增加，当反向的磁场强度增加到-Hs时，则反向的B趋于方向饱和-Br。当增大H，B也开始增大，当H为0时，B为-Br，要使得B为0，则要增大到+Hc。如果继续增大H，到达Hs，B达到最大值Bs，这样磁场强度由Hs0-Hc-Hs0HcHs，相应的，磁场强度由BsBr0-Bs-Br0Bs，形成了一个对原点O对称的回线(如图3-6所示)，称为饱和磁滞回线。反激变换器的磁滞回路只工作在第一象限，因而在变压器的设计中，必须保证变压器的的磁感应强度在的范围
31、内变化，才能防止反激变换器出现磁芯饱和。2.磁芯参数气隙的作用（1）在交流电流下气隙的作用开关电源开关导通时间所外加的电压比例于B-H平面垂直轴的振幅(参见图2-1)。此时，对应横轴有变化。在有气隙时，B-H特性斜率减小，特性曲线向横轴靠拢。在不变下，将大大增加。这相当有效的减小磁芯的有效磁导率和减少原边绕组电感。但不能改变交变磁通或改善磁芯的交变性能。因此，气隙将减少剩余磁感应强度和增加的工作范围。（2）在直流电流下气隙的作用在绕组中的直流成分可在B-H回线的水平H轴上产生一个直流磁力(与直流安匝成比例)。对于一个确定的副边电流负载，的值是确定的。 在没有饱和的条件下，带气隙磁芯可以加上更大
32、的H值(直流电流)。由图3-7可知，H的更大值已足于使没有气隙的磁芯达到饱和(甚至没有加任何作用)。因此，在大直流电流时，气隙对防止磁芯饱和是有效的。当反激变压器以连续方式工作时，有相当大的直流电流成分，这时，必须有气隙。图3.7有无气隙时反激变换器铁氧体磁芯第一象限磁滞回线图3.7说明没有气隙时，一个直流，会产生磁感应强度；在有气隙时，可以加上大得多的直流去长生同样的。在电感电流连续的工作方式中，变压器磁芯线圈电流不会为零，不加气隙是绝对不行的。3.居里温度Tc 图 3.8居里温度定义图居里温度是磁性材料从铁磁性(亚铁磁性)到顺磁性的转变温度，或称磁性消失温度。其定义见图3.8，即在-T曲线
33、上，80%max与20%max 连线与T坐标轴（即横坐标轴）的交叉点相对应的温度为居里温度Tc 。通常情况下，常见磁性材料的居里温度在220左右。在实际应用中，磁芯的最高温度应远离居里温度，一般磁芯工作温度不应超过125。3.2.2 反激变压器的设计1.确定相关参数根据设计要求知：电源输入范围为145VAC-285VAC,输出12VDC，最大输出功率60W,效率80%。磁心型号在指导老师的指导下选用EE35磁心，其Ae=1.6mm2。磁心在反激电路中工作的变化的磁感应强度Bw通常取0.25T。反激开关电源的最大占空比通常不超过0.5，本次设计设定最大占空比为0.4。（3-2）2.计算原边绕组匝
34、数。式中：Vin_min为变压器原边绕组最小输入直流电压，即最小输入交流电压145VAC经整流滤波后所得。根据经验计算有Vin_min=145*1.36V=197.2V；上式中的1.36为整流滤波系数，是在前人长期设计中得到的一个经验值；式4-2中：为工作频率，在上文4.1.2中有提到过，为61.5KHz，；Bw取0.25T；Ae=1.6mm2。代入式(3-2)，可解得：Np=49.6。3.计算原副边匝比。（3-3）根据变压器的伏秒平衡，有：式中：Vin_min=197.2V；Dmax = 0.4；Vo = 12V。将数值代入式(3-3)，可解得：N = 10。（3-4）4.计算副边绕组匝数。
35、求得： Ns = 49.6/10=4.96原、副边匝数要为整数，最终确定Np=50匝,Ns=5匝。5.辅助供电绕组匝数。电路设计中，使用辅助绕组给2843供电，辅助绕组的最终输出的供电电压值设置为10V，但考虑到二极管压降和电阻分压，同时为了计算方便，便设绕组输出12V，即与电源输出电压值一样。于是可得辅助绕组匝数Na=Ns=5匝6.计算原边绕组电感量Lp。根据变压器传输功率有：（3-5）（3-6）故已知：Po=60W,Vin_min=197.2V,Dmax=0.4,=80%。代入式(3-6)可求得原边绕组平均电流： Ipav = 0.9508A而（3-7）所以将相应数值代入式(3-7)，可求
36、得：Lp = 2.77mH此处计算得的电感并不能做为最终值，最终值是在变压器绕制好之后，在电路实际工作中还会有所修改。在测试时，发现计算所得电感量过大，使电路不能很好地进入电流连续模式工作。于是在指导老师的指点下，将感量减小到1.5mH左右，问题得到解决。7.关于气隙在实际设计中，通常不会花费大量时间去计算气隙的大小，而是在绕制好变压器后，通过研磨或加入垫片同时利用测量仪器测量电感量的大小来实现。本次设计中，就是加入垫片，同时在仪器上测到了合适的电感量。8.绕组线径的选择（1）导线横截面积通常取电流密度j=4A/mm2。原边输入的平均电流已由式(3-6)求得，则原边绕组所需导线横截面积Sp =
37、 Ipav / j = 0.9508/4 mm2 = 0.4754mm2副边输出电流最大为5A，则副边绕组报需导线横截面积 Ss = 5 / 4 mm2 = 1.25mm2（2）线径及根数的选取考虑导线的趋肤效应，因此导线的线径建议不超过深度的2倍。趋肤深度=66.1*k/(f)1/2 （k为材质常数，对于铜k=1） =66.1/(60*103)1/20.25mm因此导线的线径不要超过0.50mm。变压器原边绕组线径选取n=0.4754/（(0.5/2)2*3.14)2取0.50*2根并绕50圈。变压器次级线圈选取 n=1.25/（(0.5/2)2*3.14)7取0.50*7根并绕5圈。辅助绕
38、组的线圈线径选取辅助绕组的电流比较小，所以可以选用0.40*1根绕5圈。通过上面各步骤对反激变压器的设计，基本可以满足课题的要求。3.3 反激变换电路设计图3.9 实际设计的反激变换电路最基本的反激变换电路如图1.8所示。实际设计中，为了避免开关管关断时变压器漏感所储存的能量得不到释放而击穿开关管，必加入一个吸收回路。为了能实现过流保护，会在开关管后设置一个限流电阻，给控制芯片2843提供一个采样电压来实现。为了电路能在低压输入时也能正常工作，还会为2843的3脚提供一个高压补偿。于是，最终设计的电路图如图3.9所示。图中由D10、R32、R33、C20构成吸收回路，R55、R56并联做检流电
39、阻，由R27、R28、R29串联为2843的3脚提供高压补偿。本小节主要阐述开关管的选择，其他部分将在后文再做介绍。在开关电源中，功率MOSFFT是最常用而且至为关键的功率开关器件。它的开关速度比双极性晶体管要快5-10倍，在设计中使用简单、方便，此外，漏源击穿电压Vds随温度而变化，在一定的范围内大约结温每升高10度, Vds值增加1%。所以结温的上升，耐压值也随着上升，这就是MOSEFT管在开关电源中被选为开关管的优点之一。场效应管的几个主要参数如下：（1）反向击穿电压Vds漏源电压Vds就是漏区和沟道体区PN结上的反偏电压，这个电压决定了器件的最高工作电压。开关管在最大的输入电压下关断的
40、瞬间所承受的电压最大，所以开关管的耐压值一定要超过这个最大值，否则开关管很容易就会被击穿，甚至损坏电源的其它器件。（2）最大漏极电流Idmax漏极电流的饱和值称Idmax。由于工艺原因, Idmax主要取决于沟道宽度（3）阀值电压VGS（th）(又称开启电压)当外加控制栅极电压VGS超过某一电压值使漏区和源区的表面形成了连接沟道时,该值表示为VGS（th）。（4）导通电阻RDS(ON) (简写为RON)导通电阻是一个非常重要的参数,它相当于双极型功率器件的饱和电阻。在开关电源中, RON决定了输出电压和自身的损耗。一般导通电阻小，耐压高的管子较好。（5）最高工作频率fm 在漏源电压Vds的作用
41、下，电子从源区通过沟道到达漏区是需要一定时间的。当控制信号的周期与此时间相当时，电子就来不及跟信号变化。而此时这个信号的频率就是MOS管的最高工作频率。开关管常常工作在高压的环境下工作，因此开关管工作中不能超过开关管的漏源击穿电压。开关管在最大的输入电压下关断的瞬间所承受的电压最大，在最高输入电压 Vin(max)时，开关管截止时，原边电流截止，副边电流导通，副边电压同名端为正，因而根据变压器的原理，原边感应出来的电压也为同名端为正，原边电压为VoNP/NS，开关管DS两端承受的最高电压Vdsp等于最高输入电压 Vin(max)加上原边感应回来的电压VoNP/NS，则Vdsp为因此，MOS管的
42、反向击穿电压Vds应大于520V，并且要考虑到漏感尖峰产生的电压，综合考虑，MOS管选择6N90C，它的反向击穿电压Vds为900V，6N90C所承受的电压在其最大反向击穿电压范围内；并且6N90C最大漏极电流Idmax为6A，而流经变压器原边的最大平均电流为0.95A；从6N90C的开关特性可知，其一个导通和截止的时间加起来为520ns,而本设计的开关电源的工作频率为60KHz，一个周期的时间为16.67us，6N90C的各个参数都满足设计要求，因此选择6N90C。3.4 RCD钳位电路设计在反激变换器中，引起开关应力高的原因有两个：一个是开关关断时，变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰即引
43、起开关管集电极电压突然升高；二是负载线不够合理。两个原因均是由于负载是电感性引起的，前者影响较大。变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2左右。设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。图3.10 RCD回路设计另外，可以设计RCD钳位电路来削减电压尖峰。图3.10中就是由D10、R32、R33、C20构成了一个RCD钳位
44、电路。RCD的作用就是当开关管关断时漏感电流通过D10对C20充电，由于C20的存在形成LC谐振。一般来讲是需要限制这个谐振电压的峰值的。大致上有：输入直流电压最大值+次级按变比折算过来的反射电压+LC谐振峰值电压开关管的额定电压。R32和R33的作用是给电容C20放电和降低LC的Q（品质因数）值，使震荡衰减。一般控制漏感L和电容C20的频率，即LC频率在开关频率三倍以上，但这不是绝对。频率越高则电容越小，但是谐振峰值大，频率低了谐振的时间就比较长，影响能量传递。R32和R33大了衰减就比较慢，增加管子的损耗和干扰（谐振能量）。R32和R33小了则增加损耗降低效率。要做到这点必须对RC参数进行
45、优化设计，下面分析其工作原理：当开关管关断时，漏感释放能量，二极管D10导通，漏感电压给电容C20瞬间充电，然后D10截止，C20通过R32、R33放电。在合适的选取R32、R33和C20的值，让RCD网络在开关管关断时能很好的吸收电压尖峰并给变压器漏感放电。若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边；若C值特别大，电压峰值小于副边反射电压（Np/Ns）*Uo，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻R32和R33变为死负载，一直在消耗磁芯能量；若C值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在开关管导通前，电容两端的电压小于变压器副边反射电压，此
46、时，钳位电阻R32和R33将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率。如果RC值取得比较合适，使到开关管导通时，C上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C上能量恰好可以释放完，这种情况钳位效果较好。具体的计算过程较为复杂，而且计算得到的数值与实际需要的数值也有较大的出入，根据指导老师的指点，通常情况下，选择101到222容值的电容和60K到100K的电阻，根据开关管的漏-源极电压波形在开关管关断时的电压尖峰来调节电容C20和电阻R32、R33的大小。经过实验调试，选择33K的电阻R32、R33串联和102(1000pF)的电容C20以及普通的二极管US1M，基本能满足RCD吸收电路的要求。3.5 检流电阻和高压补偿电路的设计UC2843芯片的3脚通过检流电阻R55、R56对变压器原边的输入电流峰值采样，并通过R57反馈会3脚，如图3.11、图3.12所示。当采样电压使3脚达到1V时，使UC2843内部的比较器翻转，将PWM锁存器置零，使脉冲调制器处于关闭状态。因而能通过选取检流电阻R55、R56的值来设置一个限流点Ip，当变压器原边的输入电流峰值超过限流点Ip时，使得使UC2843的脉冲调制器处于关闭状态，从而限制电路峰值电流和
