IGBT模型总结.docx

《IGBT模型总结.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《IGBT模型总结.docx（15页珍藏版）》请在三一办公上搜索。

1、IGBT模型总结I. IGBT器件模型的研究背景： 实时仿真已经在汽车，航天，电子和机械制造中得到了广泛的应用，其中一个应用最广泛的就是硬件在回路。在电压型变流器的仿真中，IGBT的建模是一个很关键的问题。特别是模型要考虑到非线性的开关特性，电感损耗和反并联二极管的回复特性。 IGBT的离线仿真模型可以划归为两类：系统级和器件级。 系统级的仿真模型主要包含的是电力电子期间的一些如关断电压，电流谐波等电气特性，如在MATLAB/SIMULINK等软件使用的模型。这些工具利用有限元数值计算如梯形积分公式，建立器件常用的离散模型。通常可以分为以下几个开关模型：1.理想模型；2.开关函数模型；3.平均

2、模型。所有三种模型在实时仿真中都有使用，并且通过一些算法在DSP和PC机上实现，如通过自动预测下变流器下一状态来减小仿真时间。虽然，系统级的模型仿真速度比较快，但是反应器件的非线性不够准确。 器件级的模型中，主要内容包括开关的暂态特性，功率损耗，和器件的发热特性。SABER和SPICE系列软件都是通过有限元数值计算如Newton-Raphson或者Katzenelson方法来实现器件的非线性特性。器件级的模型十分全面，但是仿真时间较长。通常可以划分为一下三个模型：1.分析模型；2.经验模型；3.有限元数值模型。这三种模型由于计算复杂，没有一种运用到实时仿真中。其中，分析模型是基于器件描述载流子

3、动态的半导体物理特性。在这种模型中，最具代表的是Hefner模型和Kraus模型，并且已经在SABER和SPICE中所使用。在动作模型中，IGBT的相关开关特性通过不同的方法表示出来，并且这种方法已经在离线的仿真工具EMTP中比较准确的使用。但是，为了能够在传统的DSP上使用，这种模型仍然需要更小的仿真步长。 II. 系统级的仿真模型 2.1理想模型 引用来自论文：Behavior-Mode Simulation of Power Electronic Circuits 图1. IGBT的伏安特性曲线 图2. IGBT的理想开关状态 比如，对于三相逆变器来说 +135iaVdc- 图3. 三相

4、逆变器电路拓扑 三相电压型逆变器结构如图3中所示，由6支IGBT及其反并联二极管构成，引入A，B，C桥臂的开关变量Sa、Sb、Sc。 每个桥臂输出端的电压可以用各桥臂的开关变量和直流侧电压Udc表示： uko=Skudc ; k=a,b,c ukn=uko-uno(k=a,b,c)，其中，uno=13(uao+ubo+uco)，推到可得： uan2-1-1Sau=1u-12-1Sbn3dcb-1-12ucnSc(2) 在理想模型中，开关的暂态和二极管的反向恢复都被忽略。并且，缓冲电路和杂散分量都可以忽略。用线性等式代替器件的非线性开关特性，这样加速了仿真的时间和减小了收敛性问题。由于不需要额外

5、的电路模拟，理想模型是最常用的。但是，由于在仿真过程中，由于每一个开关都是单独处理，开关状态的不同将会导致不同的拓扑结构。这样，需要系统结构的改变，特别是高频电路。 2.2 开关函数模型 引用来自论文：Behavior-Mode Simulation of Power Electronic Circuits 在这种方法中，一个开关变流电路被一个只有可控电压源和电流源的电路替代，描述变流器外部动作。 A. 电压源输入电路 B 电压源输入等效电路 图3. 电压源输入 A. 电流源输入电路 B.电流源输入等效电路 图4. 电流源输入 输入，输出的关系为： 当输入为电压源时： v0(t)=f(t)vi

6、n(t)vin(t)=g(t)v0(t)当输入为电流源时： vin(t)=f(t)v0(t)v0(t)=g(t)vin(t)其中，f(t)和g(t)为开关函数，在很多情况下，f(t)和g(t)可以相互推出。 比如，对于三相电压源型逆变器来说 +135iaS5*Vdc/2S1*iaS3*iaS5*ia-A. 逆变器电路-B. 开关函数模型图5. 三相逆变器电路拓扑 三相电压型逆变器结构如图5中所示，由6支IGBT及其反并联二极管构成，引IGBT的开关变量Si。 仿真用开关函数与理想模型相比，仿真更快，并且可以得到和理想模型的相同结果，在高频开关电路中仍然适用。但是，由于不存在单独的开关，不太可能

7、模拟检测出每个开关的电压和电流，而且如果考虑触发脉冲的死区时间，开关函数就更不容易实现。 3.3 平均模型 引用来自论文：Behavior-Mode Simulation of Power Electronic Circuits 在理想模型和开关函数模型中，电路如果处于高频状态，如果进一步加速仿真速度，那么开关函数模型可以通过忽略开关影响。也就是说，只有低频的开关分量被考虑，其它的高频分量被忽略。 比如在如下的Buck电路中 + -VdcS3*Vdc/2+ -+ -Vdc+S1*Vdc/2图6. Buck主电路 开关函数f(t)变为一个直流常量，并且Buck电路输出没有谐波含量。 在另一篇论文

8、：Generalized Average Modelling of FACTS for Real Time Simulation In ARENE中，作者对上述方法进行了改进。 平均模型只考虑系统不同状态的平均值，模型比实际模型更加简单。可以通过下列式子计算： 1t=x(t)dt T-T但是，这种平均模型的局限性是对所有的系统模型并不适用。比如，对于离散的情况下，如果系统的平均值为0，这种方法就不再适用。 通用平均模型可以通过傅里叶变换很好的解决这个问题。 x(t)=kejkwt -+1t-jkwtx(t)edt -TT这样，可以得出系统不同的谐波。并且，当k=0时，就是式子1中的平均模型。

9、其中，k(t)=III. 器件级模型 3.1分析模型； 这类模型主要基于求解半导体物理方程，得到器件一定条件下载流子分布和电流分布的表达式。其中，最具代表性的是Hefner研究和开发的IGBT以为全数值点和控制模型。 Hefner模型：引用论文来自：An analytical model for the steady-state and transient characteristics of the power insulated-gate bipolar transistor. 3.2.经验模型； 在经验模型中，IGBT的相关开关特性通过不同的方法表示出来，并且这种方法已经在离线的仿真工具

10、EMTP中比较准确的使用。这类模型完全抛开IGBT的工作原理，用各种不同干的方法去拟合IGBT的测试数据或曲线。但是，为了能够在传统的DSP上使用，这种模型仍然需要更小的仿真步长。 比如在论文：“an extended model of power losses in hard-switched IGBT-inverters”中，作者提出一种通过利用曲线拟合的方法去建立IGBT的模型。 论文中所建立的损耗模型如下图7所示： +D1T1VdcT2D2-ILU0图7. 电压型逆变器模型 由于负载端电流串联大电感，所以负载端电流近似为一个恒流源IL。整个逆变器模型损耗有两部分，由IGBT和反并联的二

11、极管所引起的传导损耗和开关损耗。 1T.传导损耗为：Pcon,x=uon(t)iL(t)dt T0其中， Pcon,x为器件x的传导损耗； T为IGBT的导通周期； uon(t)是导通压降； iL(t)为负载电流； 把开关导通压降uon(t)通过一个动态电阻r0和一个常量压降U0表示出。这样式子可以写为： Pcon,x=1TBcon,x(u+ri(t)iL(t)dt o,x0,xLT0其中，U0,x为偏置电压； r0为器件的动态电阻； Bcon,x为器件曲线拟合的常数。 .开关损耗为： 开关损耗可以通过基极和发射极的压降Uce和电流Ic的乘积得到，但受到不同型号IGBT影响较大。通过负载函数的

12、电流来计算器件的开关损耗就更为准确。并且均可以用IGBT和二极管在开通损耗和关断损耗上，二极管的反向恢复电压忽略。 Esw,x=Asw,xi(t)Bsw,x其中，Esw,x为器件X的开关损耗； Bsw,x,Asw,x为器件X曲线拟合的常数； U0,x，r0，Bsw,x,Asw,x，Bcon,x都可以测量开通电压特性，通过曲线拟合的方法得到，开关损耗由负载电流决定。但是这种方法只是用在不变的温度和直流连接电压上。 如果考虑到不同温度，模型可以通过下面修改为： 传导损耗为： 1TBPcon,x=(Ccon,1TJ+U0,x+(Ccon,2TJ+r0,x)iL(t)con,x)iL(t)dt T0其

13、中，Ccon,1,Ccon,2是不同温度下的常数 TJ为连接处温度 额为的参数Ccon,1,Ccon,2可以通过一系列的测试得到。 考虑到直流连接电压的改变，IGBT的开通损耗可以通过下面确定： Esw,x=Asw,xiL(t)Bsw,x(UDCCsw,x) Ubase其中，Ubase为直流连接电压的基本值； UDC为直流连接电压值； Csw,x为不同直流连接电压的引入的常数； 其中，Asw,x，Bsw,x可以通过直流连接电压基本值和不同的直流连接电压的基础上确定。 考虑到连接温度TJ影响，引入连接温度基本值Tbase，则开通损耗模型可进一步写为： Esw,x=Asw,xiL(t)Bsw,x(

14、UDCCsw,xTJDsw,x) UbaseTbase其中，Tbase为连接的基本温度值； Dsw,x为不同连接温度引入的常数； Dsw,x可以在Asw,x，Bsw,x，Csw,x确定后得出。 虽然，IGBT的损耗模型上，十分详细，但是由于迭代和算法复杂，仍然不能运用到实时仿真中去。 3.3.有限元数值模型 引用来自 袁寿财著的 “IGBT场效应半导体功率器件导论” 由于IGBT宽基区特性的复杂性和定量描述的困难性，这类模型通常用有限元数值计算方法对IGBT宽基区的电导调制效应进行精确求解，并结合上述的一种或多种方法，尤其是数值分析法对IGBT的整体性能进行描述。尽管这列模型可以再Saber等

15、软件中使用，但通常对其它的应用软件使用极为不便，从而使这种模型的应用受到限制。 总结上面的几个模型，系统级的建模，模型简单，适用于实时仿真，但是不够精确；器件级的模型，模型复杂，对IGBT建模十分精确，但是要求仿真步长很短，仿真时间要求很长，所以不适合实时仿真。 通过FPGA建立的IGBT模型 通过硬件编程语言VHDL，使仿真器简单，可靠，仿真步长为12.5ns，可以实现复杂和精确的IGBT开关信号。 .在论文：Real-Time Digital Hardware Simulation of Power Electronics and Drives中，作者提出了基于FPGA的关于IGBT的非线

16、性模型。 .IGBT的电气特性为： VCEsat(t)=VCE(T0)+rCEiC(t) 其中，rCE为IGBT开通时的阻抗，VCEsat(t)为集电极和发射极的阀门电压。 理想情况下的电气特性如下图8和图9所示： 图8. IGBT理想开通电气特性 图9. IGBT理想关断电气特性 注意到：当IGBT开通时候，有一个开通延时时间td(on)，然后有一个上升时间tr；当IGBT关断时候，有一个关断延时时间td(off)，然后有一个关断降低时间tf。 VSC一相桥壁为下图所示： 图10 三相VSC的一个桥臂 利用Iout来判断A1，A2上下两个IGBT的开关状态。即IGBT导通，还是反向续流二极管

17、导通。 控制过程为：设IGBT(A1)的开通时间为t ，开通延时时间td(on)，上升时间tr。判断时刻，如果T=t，则IGBT(A1)的开关信号从0变为1，IGBT的开关信号从1变为0。如果T0, 电流Iout通过续流管D2，Vout=-Vdsat；当T=td(on)+t, Iout0,Iout开始流过IGBT，A1导通，Vout=Vdc-VCEsat；当T=tr+td(on)+t，Iout0, A1完全导通，Vout=Vdc。如果Iout=0，则A1,A2都处于开1通状态(死区)，Vout=Vdc。 2 B.FPGA实现的功能图： 图11 FPGA实现三相VSG桥臂 A1，A2开通控制和死

18、区时间：这个FPGA模型通过计数器，设置A1的死区时间，对A1发出开通信号，由死区时间计数器直接实现对A1和A2的同时控制，而不是单独对A1和A2产生开通信号。 四象限运行和输出电压Vout：通过对Iout和IGBT时间常数Tf,Td(off),Tr,Td(on)的共同作用下，判断出四象限运行已经输出端电压Vout。判断方法和VSC模型中相同。 在另一篇论文：FPGA-Based Real-Time Emulation of Power Electronic Systems With Detailed Representation of Device Characteristics中，作者基于

19、FPGA建模，提出了一种器件级的实时仿真模型。 作者通过经验模型，经过曲线拟合建立，首先通过IGBT的实验参数中获得开关特性参数，然后把测量得到的数据用硬件描述语言VHDL实现。下面介绍作者建立的模型。 图12. IGBT电气特性测试电路 电路参数：Lp=2.46uH，Cp=7.8nF。L=250mH减小在二极管反向恢复Lp,Cp之间的谐振，C=1800uF吸收二极管反向恢复的能量。IGBT 2是测试的器件，流经电流由负载决定。 图13. IGBT的开关特性和损耗 图13 为典型的Vce-ic的IGBT开关特性和IGBT的开关损耗 图14. IGBT开通暂态特性 图14为IGBT的测量的开通暂

20、态特性。从图中可以看出，当IGBT导通，初始有一个时间延时td(on)，然后当电流ic开始上升时候，达到峰值，中间有一个上升时间tr的时间间隔。10%的ic峰值到90%的ic峰值之间的时间间隔为上升时间。 图15. IGBT关断暂态特性 图15为IGBT的测量的关断暂态特性。从图中可以看出，当IGBT关断，初始有一个时间延时td(on)，然后当电流ic开始下降时候，达到峰值，中间有一个下降时间tr的时间间隔。90%的ic峰值到10%的ic峰值之间的时间间隔为上升时间。 图16. 测试得出二极管的曲线 图16 为反并联的二极管的测试电气特性。反向恢复时间trr为从10%的二极管电压Vd到10%的

21、二极管反向恢复电流Irr。当测试IGBT经过一个开通延时td(on)，二极管的电流Id开始减小知道达到峰值电流Irr，然后再开始逐渐减小。 在实验得出的电流和电压的上升和下降时间都是相对不变的，并且都与最后的大小成比例关系。基于这种特性，每一个单位的特性都可以得到并且存储在FPGA中。在实时仿真中，这些特性都可以被该时刻的电流访问，实验数据是在每0.2ns的间隔下测得。 下面是确定IGBT和二极管的损耗。 损耗分为两部分：开关损耗和传导损耗。 开关损耗是在器件开通和关断时候的能量损耗，这些损耗与开关的频率有关，在PWM整流器高频状态下，这些损耗需要被考虑进去。 开通和关断损耗可以通过下式计算得出： 功率损耗为：psw(t)=vce(t)ic(t) 能量损耗为：Esw(t)=vce(t)ic(t)dt t0t1传导损耗是器件处于完全开通和关闭时候的所造成的损耗。 功率损耗为：pcond(t)=vce(sat)ic(t) 能量损耗为：Esw(t)=pcond(t)tcond 其中，tcond=tsw-td(on)-ton+td(off)