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1、反激式多路输出交叉调整率具体来讲,交叉调整率就是在各种负载进行组合测试时所产生的输出变化率 反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法. 理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出,但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做,这主要是正激后面加了个偶合电感,而反激的漏感不是零. 很多人做反激电源时都遇到这个问题,一路输出稳定性非常好,但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化,这是什么原因呢? 原来,在MOS关断,次级输出时能量的分配是有规律的,它是按漏感的大小来分配,具体是按匝比的平方来分配(这个可以证明,把其他路等效到一路就可得出结果)如:5V 3匝,漏
2、感1uH,12V 7匝,如果漏感为(7/3)(平方)*1=5.4uH,则两路输出的电流变化率是一样的,没有交叉调整率的问题,但如果漏感不匹配时,就会有很多方面影响到输出调整率:1.次级漏感,这是明显的; 2,输入电压,如果设计不是很连续,则在高压时进入DCM状态,DCM时由于电流没有后面的平台,漏感影响更显著. 改进方法:1,变压器工艺,让功率比较大,电压比较低的绕组最靠近初级,其漏感最小,电压比较高,功率比较小的远离初级,这样就增加了其漏感.2,电路方法,电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感,人为增加其漏感,这样电流的变化率就接近于主输出,电压就稳定.3,电压相近的输出
3、,如:3.3V 5V,按我们的解释其漏感应该差别很小,这时就要把这两个绕组绕在同一层里面,甚至有时候5V要借用3.3的绕组,也就是所谓的堆叠绕法,来保证其漏感比. 另外有时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的,如半匝,当然半匝是有办法绕的,但半匝的绕法也是很危险的(可参考其他资料),这是我们可以通过二极管的压降来调整,如12V用7匝,5V用3匝,如果发现12V偏高,则12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起点从5V输出的整流管后面连接,则12V的整流管的压降为两组输出整流管的压降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V输出负载变化时,其电流必然引起5V整流管的压降变化
4、,也就是5V输出变化,而5V的变化会通过反馈调整,这样也间接控制了12V. CMG说的,望笑讷,嘿嘿 主回路选5V.当仅从5V主输出上引出反馈信号,其余各路未加反馈电路.这样,当5V输出的负载电流发生变化时,会影响其他各路输出的稳定性.解决方法是给其他路输出也增加反馈,这个思路没错误吧.假设另一路是12V,我在一本参考书上看到的具体方法如下: 在12V输出端与TL431的基准端之间并上电阻R6,并将R4的阻值从10k增至21k.由于12V输出亦提供一部分反馈信号,因此可改善该路的稳定性.在改进前,当5V主输出的负载电流从0.5A变化到2.0A(即从满载电流的25%变化到100%)时,12V输出
5、的负载调整率SI=2%;经改进后,SI=1.5%.改进前后的负载特性曲线如图4所示.下面介绍12V输出的反馈电路设计方法. 12V输出的反馈量由R6的阻值来决定.假定要求12V输出与5V输出的反馈量相等,各占总反馈量的一半,即反馈比例系数K=50%.此时通过R6、R4上的电流应相等,即IR6=IR4.TL431的基准端电压UREF=2.50V.改进前,全部反馈电流通过R4,因此改进后,50%的电流从R6上通过,即IR6=250A/2=125A.R6的阻值由下式确定: 将UO2=12V,UREF=2.50V,IR6=125A代入(2)式中得到R6=76k,可取标称阻值75k.由于IR4已从250
6、A减至125A,因此还须按下式调整R4的阻值: 将UO1=5V,UREF=2.50V,IR4=125A代入(3)式中得到,R4=20k.考虑到接上R6之后,5V输出的稳定度会略有下降,应稍微增大R4阻值以进行补偿,实取R4=21k. 这是各占50%的情况.当不为50%时同样也算得出来.但是我总觉得这种算法太过简单.首先,我的疑问是这种算法的前提就是5v和12v是稳的,但是为什么稳了,不就是靠采样电阻的分压和2.5比较后通过调整占空比来稳的吗,在假定稳的前提下来设计让它稳这样的话不就陷入了一个循环. 另外从实际的情况来看.小弟现在做一个多路的电源,空载时输出正常.但带上负载后轻载的往上飘,重载的
7、往下落,很是不解,后来看了论坛的一些帖子,也发帖问了各位大侠,总算把这个问题的原理想明白了.但是在双路反馈时,我实测tl431两端2.5,但输出4.9,2.7.原因我分析了一下,这不同于单路,单路的分压精确的由两个采样电阻确定,但是多路时.两个上拉电阻分别接在两个不同的输出上.如果两路的输出电流不同,带载后内阻上的压降也不同. 假设5v降0.1,3.3v降0.5这样实际加在两个上拉电阻上的电压在反馈未开始的瞬间,是4.9 和2.8那么按照5和3.3来计算得到的电阻值还能去精确的来保证两个上拉电阻上的分压是0.8和2.5吗,我做出来的是不 能,算出来是6.8 ,22 ,10,实际上我把6.8的调
8、到了几百欧姆,输出结果才稍微让人满意了点,我分析,按照计算的结果,输出电流小的路内阻的压降小,当反馈将这一路调整到使得下拉的分压是2.5后,这个反馈就处在动态平衡了.从而兼顾不到另一路,那么要想同时保证这三个电阻的分压是0.8,2.5,2.5这个值到底要怎么算,实际中大家又是怎么做的,望指教! 理論是沒問題的,實際結果跟你的變壓器漏感和電路的寄生參數有關,可能是調整不過來了 另外还有几点 可能导致上述现象: 1.变压器次级线径太细. 2.SCHOTKY DIODE选取太小或Vf太大. 3.PCB LAYOUT不合理.431的GND离输出太远,与输出地存在一定压差,对输出电压的变化不敏感. Vf
9、大是一个问题, 看来下次做时一定记得上机前测一下正向压降,毕竟有好多次货呀,谢谢了. 参考： 实际上是根据每组输出负载比来分配回授取样电阻的,如:主回路5V/6A,其余12V/4A,那么6:43:2即5V占60%*2.5V=1.5V,12V占40%*2.51V,这样再取阻值 那请问按功率分配,那PC电源12V与5V要在不同的负载下达到,那怎么选取呢?谢谢! 以额定负载为基准 你好!反激的整流管,额定电流都会大于三倍输出电流以上,而反激电源,实现的是每周波限流,其反应速度远快于外接的电流检测.所以在反激电源中采用额外的短路保护是多余的. 你的方向还是搞错了,过载和过流保护取决于3842供电线圈的
10、那个与二极管串联的电阻,当短路发生时,线圈的电感量会远小于正常的值,变压器储能不足,会造成3842的供电低于10V而进入打呃保护. 输出功率大的反馈 假设空载输出没问题.你的3.3V跑到了3.7V(3.3V应该是主反馈),可能是431和817上的电阻取值有问题 + -5V的双路反馈是如何实现的呢？ 采样电阻,上面的接5V,中间的接REF,下面的接-5V(相当于单路的地) 也就是把单路反馈的地,改成-5V 可以用多路加权来进行反馈,就可以使误差的矢量和为零,通俗点让误差在各路间均衡,哪路的权重大,哪路的精度就高. 参考 正激电路可以进行多路输出,但是设计较复杂. 当正激电路多路输出时,若反馈取样
11、的一路输出重载,而其他输出轻载,则轻载的输出电压会偏高.而反激电源就不会这样.造成这种现象的原因与这两种电路的工作原理有关.在正激电路中,变压器只传递能量,储能元件是副边整流后的电感.在常规的正激电路设计中,每一路单独使用一个电感,当反馈取样的一路输出重载时,开关管工作于大占空比,副边的每个电感的储能都增加,轻载输出端的电感由于能量无法全部被负载消耗,必然导致输出电压增高以保证该路电感的伏秒积的平衡. 而反激电路的变压器事实上是个耦合电感,既传递能量同时又是储能元件,每路输出能量之和刚好与变压器中储存的能量相同(在稳态时),而每路输出的电压只与反激电压和匝比有关,所以不会有负载变化导致某路输出
12、过高或过低的现象. 当采用正激电路多路输出时,为保证输出电压均衡,一般副边整流后的电感采用耦合电感,这其实就是让每一路输出共用一个电感的储能(是不是跟反激电路的某些特点相似!).还有一个办法就是在副边增加磁饱和电路,从某种意义上说,这是个斩波器,可以得到高指标的输出参数.但是会使电路复杂很多,同时体积也较大. 原理说得不错,但不完整.在正激变换器工作时,一旦进入连续模式, 其交叉调整率就会很好.如果采用耦合电感,可以降低进入连续模式时的总输出电流,所以交调会好.在反激变换器工作时,常常会工作在不连续模式, 其交叉调整率肯定没有正激好.对正激和反击变换器的多路输出我都有设计过. 但是据我得经验, 正激比反激得交叉调整率要好得多. 你说的方法不错,只是如果采用串联饶法,是否是我理解这样的,3.3伏经过电流是三路总的电流,5伏是两路的总电流,12伏特就是流过自身需要的电流,这样做的话,假设我以3.3伏特作为住路,对应的5伏和12伏还需要稳压片吗, 你以12V作为主路,这样就等于对3.3V和5V稳压了,只是如果单独对3.3V或5V带载的话,12V须带一定的假负载
