《反激式开关电源的设计方法.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《反激式开关电源的设计方法.docx（17页珍藏版）》请在三一办公上搜索。
1、反激式开关电源的设计方法反激式开关电源的设计方法 1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 B(max)=Lpx
2、Ipx100Gauss NpxAeB(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100时的B(max)为3900 Gauss，设计时应考虑零件误差，所以一般取30003500 Gauss之间，若所设计的power为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做较大瓦数的Power。 2.4.
3、2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，1/14 反激式开关电源的设计方法 散热条件，工作环境温度等选择。当变压器决定后，变压器的Bobbin即可决定，依据Bobbin的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。 2.4.4 决定占空比: 由以下公式可决定占空比 ，反
4、激电源的占空比一般小于0.5，占空比若超过0.5易导致振荡的发生。占空比确定后根据下面公式确定匝比。 Ns(Vo+VD)x(1-D)= NpVin(min)xD NS = 二次侧圈数 NP = 一次侧圈数 Vo = 输出电压 VD= 二极管顺向电压 Vin(min) = 滤波电容上的谷点电压 D =占空比 2.4.5 决定Ip值: 如果在连续模式，先定义好交流分量和直流的比值，根据输入平均电流计算出Ip，由Ip确定出电感量。 2*IavPoutIav= Ip=Dmax Vin(min)*h1+K Ip = 一次侧峰值电流 Iav = 一次侧平均电流 Pout = 输出瓦数 h=效率 K=直流分
5、量和Ip的比值 2.4.6 确定Lp， 知道Ip，根据K值，计算出交流分量I。确定开关频率f，计算出Ton。计算出Lp Lp=Vin*Ton DI Lp = 一次侧感量 Ton = 导通时间 I = 交流分量 2.4.7 确定匝数Np，Ns 2/14 反激式开关电源的设计方法 根据下面的公式 B(max)= Np=LpxIpx100Gauss可以推导出： NpxAeNs(Vo+VD)x(1-D)Lp*Ip=，在根据，计算出次级匝数Ns NpVin(min)xDBmaxAe*2.4.8 决定辅助电源的圈数: 根据Ns和Vo和辅助电源的电压Vcc计算出辅助电源的匝数： Nvcc=Vcc*Ns Vo
6、2.4.9 以CRS10-05变压器计算: 输入66160Vdc，输出瓦数10.6W(5.3V/2A) K=0.3，Dmax=0.42 设定h=0.8，f= 200KHz ，T=5us， l 变压器尺寸: 因电源尺寸限制，选用的磁芯的FEY12.8，Ae值：11.4mm2。 l 计算Ip Iav=Pout10.6=0.201A Vin(min)*h66*0.8确定直流分量和Ip的比值：K，依据经验定为0.3。 2*Iav2*0.201Ip=Dmax=0.42=0.736A 1+K1+0.3l 计算Lp 由Ip和K值，计算出I=Ip*=0.736*=0.515A Lp=Vin*Ton66*5*0
7、.42=269uH DI0.515l 计算初级匝数： Np=Lp*Ip269*0.736=57.9 Bmax*Ae0.3*11.4Ns(Vo+VD)x(1-D)=计算出Ns：6.79，取NpVin(min)xD取整：58匝。根据整7匝，为保证占空比变化不大，可以适当更改初级匝数，一般初级匝数要比计算值多一些，避免Bmax超标。 l 决定辅助电源的圈数: 3/14 反激式开关电源的设计方法 假设辅助电源Vcc=12V Nvcc=Vcc*Ns12*7=15 Vo5.3+0.32.5 零件选用: 2.5.1 FS1: 由变压器计算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用2A/250V的保险，
8、设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是否会超过保险丝的额定值。 2.5.2 TR1(热敏电阻): 电源启动的瞬间，由于C1(一次侧滤波电容)短路，导致Iin电流很大，虽然时间很短暂，但亦可能对Power产生伤害，所以必须在滤波电容之前加装一个热敏电阻，以限制开机瞬间Iin在Spec之内(115V/30A，230V/60A)，但因热敏电阻亦会消耗功率，所以不可放太大的阻值(否则会影响效率)，一般使用SCK053(3A/5)，若C1电容使用较大的值，则必须考虑将热敏电阻的阻值变大(一般使用在大瓦数的Power上)。 2.5.3 VDR1(压敏电阻): 当雷极发生时，可能会损坏零件，进而影响Po
9、wer的正常动作，所以必须在靠AC输入端 (Fuse之后)，加上突波吸收器来保护Power(一般常用07D471K)，但若有价格上的考虑，可先忽略不装。 2.5.4 CY1，CY2(Y-Cap): Y-Cap一般可分为Y1及Y2电容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ， AC Input若为2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1与Y2的差异，除了价格外(Y1较昂贵)，绝缘等级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘，绝缘耐压约为Y2的两倍，且在电容的本体上会有“回”符号或注明Y1)，此电路因为有FG所以使用Y2-Cap，Y-Cap会影响EMI特性，一般而言越大越好，
10、但须考虑漏电及价格问题，漏电(Leakage Current )必须符合安规须求(3Pin公司标准为750uA max)。 2.5.5 CX1(X-Cap)、RX1: X-Cap为防制EMI零件，EMI可分为传导及辐射两部分，一般为 (EN55022) Class A、 Class B 两种 ，传导测试频率在150K30MHz，证，辐射测试频率在30MH1GHz。 2.5.6 LF1(共模电感): EMI防制零件，主要影响传导的中、低频段，设计时必须同时考虑EMI特性及温升，以同样尺寸的共模电感而言，线圈数愈多(相对的线径愈细)，EMI防制效果愈好，但温升可能较高。 4/14 反激式开关电源的
11、设计方法 2.5.7 BD1(整流二极管): 将AC电源以全波整流的方式转换为DC，由变压器所计算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二极管，因为是全波整流所以耐压只要600V即可。 2.5.8 C1(滤波电容): 由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值，电容量愈大，Vin(min)愈高但价格亦愈高，此部分可在电路中实际验证Vin(min)是否正确，若AC Input 范围在90V132V (Vc1 电压最高约190V)，可使用耐压200V的电容;若AC Input 范围在90V264V(或180V264V)，因Vc1电压最高约380V，所以必须使用耐压400V
12、的电容。 2.5.9 D2(辅助电源二极管): 2.5.10 R10(辅助电源电阻): 主要用于调整PWM IC的VCC电压，以目前使用的3843而言，设计时VCC必须大于8.4V(Min. Load时)，但为考虑输出短路的情况，VCC电压不可设计的太高，以免当输出短路时不保护(或输入瓦数过大)。 2.5.11 C7(滤波电容): 辅助电源的滤波电容，提供PWM IC较稳定的直流电压，一般使用100uf/25V电容。 2.5.12 Z1(Zener 二极管): 当回授失效时的保护电路，回授失效时输出电压冲高，辅助电源电压相对提高，此时若没有保护电路，可能会造成零件损坏，若在3843 VCC与3
13、843 Pin3脚之间加一个Zener Diode，当回授失效时Zener Diode会崩溃，使得Pin3脚提前到达1V，以此可限制输出电压，达到保护零件的目的.Z1值的大小取决于辅助电源的高低，Z1的决定亦须考虑是否超过Q1的VGS耐压值，原则上使用公司的现有料(一般使用1/2W即可). 2.5.13 R2(启动电阻): 提供3843第一次启动的路径，第一次启动时透过R2对C7充电，以提供3843 VCC所需的电压，R2阻值较大时，turn on的时间较长，但短路时Pin瓦数较小，R2阻值较小时，turn on的时间较短，短路时Pin瓦数较大，一般使用220K/2W M.O。. 2.5.14
14、 R4 (Line Compensation): 高、低压补偿用，使3843 Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750K1.5M 1/4W之间)。 2.5.15 R3，C6，D1 (Snubber): 5/14 反激式开关电源的设计方法 此三个零件组成Snubber，调整Snubber的目的:1.当Q1 off瞬间会有Spike产生，调整Snubber可以确保Spike不会超过Q1的耐压值，2.调整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性会较好.R3使用2W M.O.电阻，C6的耐压值以两端实际压差为准(一般使用耐
15、压500V的陶质电容)。 2.5.16 Q1(N-MOS): 目前常使用的为3A/600V及6A/600V两种，6A/600V的RDS(ON)较3A/600V小，所以温升会较低，若IDS电流未超过3A，应该先以3A/600V为考虑，并以温升记录来验证，因为6A/600V的价格高于3A/600V许多，Q1的使用亦需考虑VDS是否超过额定值。 2.5.17 R8: R8的作用在保护Q1，避免Q1呈现浮接状态。 2.5.18 R7(Rs电阻): 3843 Pin3脚电压最高为1V，R7的大小须与R4配合，以达到高低压平衡的目的，一般使用2W M.O.电阻，设计时先决定R7后再加上R4补偿，一般将38
16、43 Pin3脚电压设计在0.85V0.95V之间(视瓦数而定，若瓦数较小则不能太接近1V，以免因零件误差而顶到1V)。 2.5.19 R5，C3(RC filter): 滤除3843 Pin3脚的噪声，R5一般使用1K 1/8W，C3一般使用102P/50V的陶质电容，C3若使用电容值较小者，重载可能不开机(因为3843 Pin3瞬间顶到1V);若使用电容值较大者，也许会有轻载不开机及短路Pin过大的问题。 2.5.20 R9(Q1 Gate电阻 ): R9电阻的大小，会影响到EMI及温升特性，一般而言阻值大，Q1 turn on / turn off的速度较慢，EMI特性较好，但Q1的温升
17、较高、效率较低(主要是因为turn off速度较慢);若阻值较小， Q1 turn on / turn off的速度较快，Q1温升较低、效率较高，但EMI较差，一般使用51-150 1/8W。 2.5.21 R6，C4(控制振荡频率): 决定3843的工作频率，可由Data Sheet得到R、C组成的工作频率，C4一般为10nf的电容(误差为5%)，R6使用精密电阻，以DA-14B33为例，C4使用103P/50V PE电容，R6为3.74K 1/8W精密电阻，振荡频率约为45 KHz。 2.5.22 C5: 功能类似RC filter，主要功用在于使高压轻载较不易振荡，一般使6/14 反激式
18、开关电源的设计方法 用101P/50V陶质电容。 2.5.23 U1(PWM IC): 3843是PWM IC的一种，由Photo Coupler (U2)回授信号控制Duty Cycle的大小，Pin3脚具有限流的作用(最高电压1V)，目前所用的3843中，有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)两种，两者脚位相同，但产生的振荡频率略有差异，UC3843BN较KA3843快了约2KHz，fT的增加会衍生出一些问题(例如:EMI问题、短路问题)，因KA3843较难买，所以新机种设计时，尽量使用UC3843BN。 2.5.24 R1、R11、R12、C2(一次侧回路增益控制
19、): 3843内部有一个Error AMP(误差放大器)，R1、R11、R12、C2及Error AMP组成一个负回授电路，用来调整回路增益的稳定度，回路增益，调整不恰当可能会造成振荡或输出电压不正确，一般C2使用立式积层电容(温度持性较好)。 2.5.25 U2(Photo coupler) 光耦合器(Photo coupler)主要将二次侧的信号转换到一次侧(以电流的方式)，当二次侧的TL431导通后，U2即会将二次侧的电流依比例转换到一次侧，此时3843由Pin6 (output)输出off的信号(Low)来关闭Q1，使用Photo coupler的原因，是为了符合安规需求(primac
20、y to secondary的距离至少需5.6mm)。 2.5.26 R13(二次侧回路增益控制): 控制流过Photo coupler的电流，R13阻值较小时，流过Photo coupler的电流较大，U2转换电流较大，回路增益较快(需要确认是否会造成振荡)，R13阻值较大时，流过Photo coupler的电流较小，U2转换电流较小，回路增益较慢，虽然较不易造成振荡，但需注意输出电压是否正常。 2.5.27 U3(TL431)、R15、R16、R18 调整输出电压的大小，Vo=Vrefx(R13/R16)+R18，输出电压不可超(R15/R16)过38V(因为TL431 VKA最大为36V
21、，若再加Photo coupler的VF值，则Vo应在38V以下较安全)，TL431的Vref为2.5V，R15及R16并联的目的使输出电压能微调，且R15与R16并联后的值不可太大(尽量在2K以下)，以免造成输出不准。 2.5.28 R14，C9(二次侧回路增益控制): 控制二次侧的回路增益，一般而言将电容放大会使增益变慢；电容7/14 反激式开关电源的设计方法 放小会使增益变快，电阻的特性则刚好与电容相反，电阻放大增益变快；电阻放小增益变慢，至于何谓增益调整的最佳值，则可以Dynamic load来量测，即可取得一个最佳值。 2.5.29 D4(整流二极管): 因为输出电压为3.3V，而输
22、出电压调整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V)，所以必须多增加一组绕组提供Photo coupler及TL431所需的电源，因为U2及U3所需的电流不大(约10mA左右)，二极管耐压值100V即可，所以只需使用1N4148(0.15A/100V)。 2.5.30 C8(滤波电容): 因为U2及U3所需的电流不大，所以只要使用1u/50V即可。 2.5.31 D5(整流二极管): 输出整流二极管，D5的使用需考虑: a. 电流值 b. 二极管的耐压值 以DA-14B33为例，输出电流4A，使用10A的二极
23、管(Schottky)应该可以，但经点温升验证后发现D5温度偏高，所以必须换为15A的二极管，因为10A的VF较15A的VF 值大。耐压部分40V经验证后符合，因此最后使用15A/40V Schottky。 2.5.32 C10，R17(二次侧snubber) : D5在截止的瞬间会有spike产生，若spike超过二极管(D5)的耐压值，二极管会有被击穿的危险，调整snubber可适当的减少spike的电压值，除保护二极管外亦可改善EMI，R17一般使用1/2W的电阻，C10一般使用耐压500V的陶质电容，snubber调整的过程(264V/63Hz)需注意R17,C10是否会过热，应避免此
24、种情况发生。 2.5.33 C11，C13(滤波电容): 二次侧第一级滤波电容，应使用内阻较小的电容(LXZ，YXA)，电容选择是否洽当可依以下三点来判定: a. 输出Ripple电压是符合规格 b. 电容温度是否超过额定值 c. 电容值两端电压是否超过额定值 2.5.34 R19(假负载): 适当的使用假负载可使线路更稳定，但假负载的阻值不可太小，否则会影响效率，使用时亦须注意是否超过电阻的额定值(一般设计只使用额定瓦数的一半)。 2.5.35 L3，C12(LC滤波电路): LC滤波电路为第二级滤波，在不影响线路稳定的情况下，一般会将8/14 反激式开关电源的设计方法 L3 放大(电感量较
25、大)，如此C12可使用较小的电容值。 3 设计验证:(可分为三部分) a. 设计时间验证 b. 样品制作验证 3.1 设计时间验证 设计实验阶段应该养成记录的习惯，记录可以验证实验结果是否与电气规格相符，以下即就DA-14B33设计时间验证做说明(验证项目视规格而定)。 3.1.1 电气规格验证: 3.1.1.1 3843 PIN3脚电压(full load 4A) : 90V/47Hz = 0.83V 115V/60Hz = 0.83V 132V/60Hz = 0.83V 180V/60Hz = 0.86V 230V/60Hz = 0.88V 264V/63Hz = 0.91V 3.1.1.
26、2 Duty Cycle , fT: 90V/47HzfT=46.8KHzton=10.15usT=21.35usDutyCycle=47.5%264V/60HzfT=46.8KHzton=3.25ust=21.35usDutyCycle=15.2%3.1.1.3 3.1.1.4 Vin(min) = 100V (90V / 47Hz full load) Stress (264V / 63Hz full load) : Q1 MOSFET: D5: 9/14 反激式开关电源的设计方法 D4: 3.1.1.5 辅助电源(开机，满载)、短路Pin max.: 開機=0.18A(8.4V)90V/
27、47Hz滿載=11.26V(4A) 短路=1.2W(max.)開機=0.13A(8.4V)264V/63Hz滿載=11.26V(4A) 短路=8.8W(max.)3.1.1.6 90V/47Hz 115V/60Hz 132V/60Hz 180V/60Hz 230V/60Hz 264V/60Hz Pin(w) 18.7 18.6 18.6 18.7 18.9 19.2 Static (full load) Iin(A) 0.36 0.31 0.28 0.21 0.18 0.16 Iout(A) 4 4 4 4 4 4 Vout(V) 3.30 3.30 3.30 3.30 3.30 3.30 P
28、.F. 0.57 0.52 0.50 0.49 0.46 0.45 Ripple(mV) Pout(w) 32 28 29 30 29 29 OK OK OK OK OK OK 13.22 13.22 13.22 13.23 13.22 13.23 eff 70.7 71.1 71.1 70.7 69.9 68.9 3.1.1.7 3.1.1.8 Full Range负载(0.3A-4A) (验证是否有振荡现象) 回授失效(输出轻载) 90V/47Hz Vout = 8.3V 264V/63Hz Vout = 6.03V O.C.P.(过电流保护) 90V/47Hz = 7.2A 264V/6
29、3Hz = 8.4A 10/14 90V/47Hz = 115V/60Hz = 132V/60Hz = 180V/60Hz = 230V/60Hz = 264V/63Hz = 3.1.1.9 反激式开关电源的设计方法 3.1.1.10 Pin(max.) 90V/47Hz = 24.9W 264V/63Hz = 27.1W 3.1.1.11 Dynamic test 3.1.1.12 3.1.1.13 H=4A，t1=25ms，slew Rate = 0.8A/ms (Rise) L=0.3A，t2=25ms，slew Rate = 0.8A/ms (Full) 90V/47Hz 264V/6
30、3Hz HI-POT test: HI-POT test一般可分为两种等级: 输入为3 Pin(有FG者)，HI-POT test为1500Vac/1 minute。Y-CAP使用Y2-CAP 输入为2 Pin(无FG者)，HI-POT test为3000Vac/1 minute。Y-CAP使用Y1-CAP DA-14B33属于输入3 PIN HI-POT test 为1500Vac/1 minute。 Grounding test: 输入为3 Pin(有FG者)，一般均要测接地阻(Grounding test)，安规规定FG到输出线材(输出端)的接地电阻不能超过100m(25A/3 Seco
31、nd)。 11/14 反激式开关电源的设计方法 3.1.1.14 温升记录 设计实验定案后(暂定)，需针对整体温升及EMI做评估，若温升或EMI无法符合规格，则需重新实验。温升记录请参考附件，D5原来使用BYV118(10A/40V Schottky)，因温升较高改为PBYR1540CTX(15A/40V)。 3.1.1.15 EMI测试: EMI测试分为二类: Conduction(传导干扰) Radiation(幅射干扰) 前者视规范不同而有差异(FCC : 450K - 30MHz，CISPR 22 :150K - 30MHz)，前者可利用厂内的频谱分析仪验证；后者(范围由30M - 300MHz，则因厂内无设备必须到实验室验证，Conduction，Radiation测试数据请参考附件) 。 3.1.1.16 机构尺寸: 设计时间即应对机构尺寸验证，验证的项目包括 : PCB尺寸、零件限高、零件禁置区、螺丝孔位置及孔径、外壳孔寸.，若设计时间无法验证，则必须在样品阶段验证。 3.1.2 样品验证: 样品制作完成后，除温升记录、EMI测试外(是否需重新验证，视情况而定)，每一台样品都应经过验证(包括电气及机构尺寸)， 12/14 反激式开关电源的设计方法 13/14
