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1、摘要本论文设计部分分为四部分：首先对开关变换器进行了概述，叙述了电力电子技术领域中功率变换器的发展，对开关电源和直流变换器进行了分类，概述了功率变换器的基本知识。其次论述了单端反激变换器的工作原理，分析了其三种工作状态最后总结了单端反激变换器的优缺点。接下来介绍了按照一定要求设计制作一台200、有三路不同电压及功率输出的开关电源的设计过程，以及如何具体计算各个元计得参数。 最后简述了所设计电源的一些技术性能指标。关键词: 开关变换器, 开关电源, 输出性能,脉宽调制器,UC3842,反激式AbstractThis paper is divided into four parts of the
2、design First of a switching converter overview describes the power of electronic power converter technology development, and direct current power converter to switch the classification of power converter outlined the basic knowledge.Then ends with a single anti-violent converter work theory, the ana
3、lysis of its three working condition Finally summed up the advantages and disadvantages of single-anti-violent converter.Next introduced in the production of a certain design requirements Taiwan 200W, three different routes Voltage and power output switching power supply design process, and how a sp
4、ecific calculation of the various parameters of dollars.Best designed power outlined some of the technical performance indicators.KEY WORDS:Switching Power Supply,Pulse，Width Modulation,Flyback,Switching converter,Export performance,UC3842目 录1 概述11.1 开关电源的分类21.2直流变换器的分类21.3基本功率变换器31.4对直流开关电源的要求61.5直
5、流开关电源的发展72 单端反激式开关电源原理82.1 磁化电流临界状态92.2 磁化电流不连续状态102.3 磁化电流连续状态113 开关电源的设计143.1 设计要求143.2 电路设计163.2.1 脉宽调制器的选择163.2.2 AC220V-DC28.5V主电路的设计194电路输出性能测试284.1 AC220V-DC28.5一路输出性能284.2 8V 2.5A一路输出性能294.3 24V/2A一路输出性能304.4 5V/5A一路输出性能315 总结33致谢34参考文献351 概述近年来，电力电子技术在应用领域迅速发展，作为电力电子技术的一个重要分支，开关电源也不断向着高效率、高
6、可靠性、低成本、小型化方向发展。开关电源领域的发展主要依赖于两个方面：一个是功率器件的发展，高耐压、大电流的高速功率器件不断在市场上推出，给设计者在器件的选择上提供了很大方便；另一个是开关变换器拓扑结构的发展完善，控制方法的改进，以及新型控制芯片的出现。随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源已广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。电源有如人体的心脏，是所有电设备的动力。标志电源特性的参数有功率、电压、频率、噪声、及带载时参数的变化等，在同一参数要求下，又有体积、重量、形态、效率、可靠性等指标。众所周知，要使电能的产生、输送和利用达到最佳状态，必须对
7、电能的各项参数进行调节和控制，而电力电子技术 （功率变换技术）正是把电能的各项参数 （电压，电流，频率，相数和相位）进行变换的技术。它分为四大类：（1）AC/DC变换器 （整流器），是将交流电转换为直流电的电能变换器；（2）DC/AC变换器 （逆变器），是将直流电转换为交流电的电能变换器，是交流开关电源和不间断电源UPS的主要部件；（3）DC/DC变换器 （斩波器），它是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器，是直流开关电源的主要部件：（4）AC/AC变换器 （若频率相同称为交流控制器，若频率不同称为变频器），是将一种频率的交流电直接转换为另一种恒定频率或可变频率的交流电，或是将变频
8、交流电直接转换为恒频交流电的电能变换器。这四种变换器可以是单向变换的，也可以是双向变换的。单向电能变换器只能将电能从一个方向输入，经变换后从另一个方向输出，而双向电能变换器可实现电能的双向流动。1.1 开关电源的分类广义地说，凡用功率半导体器件作为开关，将一种电源形态转变成为另一种形态的主电路都叫做开关变换器电路：转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节的则称为开关电源 （Switching Power Supply）。开关电源分交流和直流两类：输出交流的开关电源一般来说大多数作USP使用；直流开关电源包括DC/DC和AC/DC两种，是利用功率半导体器件的开关特性进行功率的变换和调节。开关电源
9、的调整管工作在开关状态，功率损耗小，效率可高达7095 ，稳压器体积小、重量轻，调整管功率损耗较小，散热器也随之减小。此外，开关频率工作在几十kHz或更高，滤波电感、电容可用较小数值的元件，允许的环境温度也可以大大提高。但是，由于调整元件的控制电路比较复杂，输出的纹波电压较高，瞬态响应较差，所以开关电源的应用也受到一定限制。开关电源主要组成部分是DC/DC变换器，它类似于 “斩波”（chop）作用，用一个半导体功率器件作为开关，使带有滤波器 （L或和C）的负载线路与直流电压一会相接，一会断开，则负载上也得到另一个直流电压。开关变换器可分为脉宽调制式 （Pulse Width Modulatio
10、n ）频率调制式（Frequency Modulation）和调频、调宽相结合的混合调制式，其中脉宽调制PWM变换器因工作原理简单、易于控制、稳定性高而一直处于主导地位。1.2 直流变换器的分类直流变换器按输入与输出间是否有电气隔离可分为两类：没有电气隔离的称为不隔离的直流变换器，有电气隔离的称为有隔离的直流变换器。不隔离的直流变换器按所用有源功率器件的个数，可分为单管、双管和四管三类。单管直流变换器有八种，即降压式 （Buck）变换器、升压式（Boost）变换器、升降压式 （Buck-Boost）变换器、Cuk变换器、Zeta变换器、Sepic变换器、正激式 （Forward）和反激式（Fl
11、yback）等，其中降压式和升压式变换器是最基本的，另外几种是从中派生的。双管直流变换器有推挽式 （Push-pull converter）和半桥式（Half-bridge converter），四管直流变换器就是全桥直流变换器 （Full-bridge converter）有隔离的直流变换器可以实现输入与输出间的电气隔离，通常采用变压器实现隔离，变压器本身具有变压的功能，有利于扩大变换器的应用范围。变压器的应用还便于实现多路不同电压或多路相同电压的输出。直流变换器也可分为自激式和他激式，借助于变换器本身的正反馈信号实现开关管自持周期性开关的变换器叫做自激式变换器，他激式直流变换器中开关器件控
12、制信号由专门的控制电路产生。按开关管的开关条件，直流变换器可分为硬开关（Hard switching）和软开关 （Soft swltching）两种。硬开关直流变换器的开关器件是在承受电压或流过电流的情况下接通或断开电路的，因此在开通或关断过程中伴随着较大的损耗，即所谓的开关损耗 （Swltching lose）。变换器工作状态一定时，开关管开通或关断一次的损耗也是一定的，因此开关频率越高，开关损耗越大。同时，开关过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因而硬开关直流变换器的开关频率不能太高。软开关直流变换器的开关管在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关 （
13、ZVS），或是通过器件的电流为零，即零电流开关 （ZCS）。这种开关方式显著的减少了开关损耗和开关过程中激起的振荡，可以大幅度地提高开关频率，为变换器的小型化和模块化创造了条件。1.3 基本功率变换器DC/DC变换器广泛应用于开关稳压电源以及直流电动机的控制。图1.1是DC/DC变换器系统框图。这类变换器的输入常是不稳定的直流电压，通常是由工频电源经整流而获得的，因此，它随着工频交流电源幅值变化而波动。采用开关 DC/DC变换器把不稳定的直流输入电压变为所要求稳定的直流输出电压。整理期AC电源单项或三相DC不稳压电容滤波器DC不稳压DC/DC变换器DC稳压负载电池图1.1 DC/DC变换器系统
14、框图基本 DC/DC变换器有以下两种类型：降压型 buck）变换器；升压型 （boost）变换器：见图1.2图1.2 （a）buck变换器； （）boost变换器；在DC/DC变换器中，P即使输入电压写负载看瑟家雁菠蔺蔽雁丽输出电压可控制为所期望的电压。开关型 DC/DC变换器是采用一个或多个开关把一种直流电压变换为另一种直流电压。如果变换器的输入直流电压给定，则可以控制开关的通断时间来控制这个直流电压流入负载的能量。开关型 DC/DC变换器的基本电路及波形如图 1.3所示。如果开关导通时间设为ton，关断时间设为tore，从波形图中可看出，输出的平均电压Vo大小取决于开关的通断时间（ton和
15、toff）。（）基本电路 （）工作波形。图1.3开关型DC/DC变换器基本电路及工作波形控制输出电压基本有三种方法：（1）保持开关工作频率不变，即Ts=ton+toff，保持恒定，控制开关导通时间ton，称为脉冲宽度调制型，即PWM 型。（2）保持开关导通时间不变，改变工作频率，称为脉冲频率调制型。（3）开关频率与导通时间均改变的控制方式最常用的是 PWM调制型。因为采用频率调制工作方式容易产生谐波干扰，而且滤波器设计比较困难。在PWM方式中，保持开关频率恒定，常采用控制电压信号Vo。与重复波形比较来控制开关通断状态，如图1.4所示。控制电压信号V通常是实际输出电压与所期望的输出电压之差经误差
16、放大器放大的信号，重复波形通常是峰值恒定且为设定的开关工作频率的锯齿波，频率范围为几kHZ到几百kHZ。由图1.4（b）可知，当控制电压信号Vc变大，则导通时间变宽，而Vc变小，则导通时间变窄。这样，即可改变开关时间占空比可以控制输出电压大小。(a)tVsVcvs导通导通关断关断ton toH(b)图1.4脉宽调制方式 （PWM）(a)方框图；（b）控制波形。1.4 对直流开关电源的要求电源是电子设备正常工作的基本部件，有很高的要求，包括使用要求和电气性能要求。使用要求是：高的可靠性、好的可维修性、小的体积重量、低的价格及使用费用和好的电器性能。减小损耗、提高效率和改善散热条件，从而减小电源的
17、温度升高，是提高可靠性的基本方法提高开关频率是减小开关电源体积和重量的基本措施，因为变压器和电感电容等储能滤波元件的体积和重量随频率的提高而减小。直流开关电源的电气性能包括输入特性、输出特性、附加功能、电磁兼容性和噪声容限。直流开关电源的输入电源有两种：直流输入和交流输入。交流输入时，交流电压往往要先经过整流滤波变换成直流电压后，再通过直流变换器转变为所虚的直流电压。直流输入时，必须考虑电源电压额定值及其变化范围，输入电流额定值及其变化范围。输出参数有额定输出电压、电流、输出电压可变范围，输出电流变化范围和输出电压的纹波。输出电压稳压精度是直流开关电源的重要技术指标，输入电压的变化、负载电流的
18、变化、工作环境温度的变化和工作时间的增长都会使输出电压变化。稳压精度包括电压调整率和负载调整率，电压调整率是指当输出电流为整定值、电网电压在规定的范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压整定值的比值；负载调整率是指当输入电压为整定值、负载在0-100额定电流范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压整定值的比值。附加功能应有输出过压、欠压、过流、开路、短路等保护功能，以免损坏电源本身及用电设备。1.5 直流开关电源的发展高频化、小型化、模块化和智能化是直流开关电源的发展方向。高频化是小型化和模块化的基础，目前开关频率为数百kHZ至数MHz的开关电源己有使用。功率重量比或功率体积比是表征电源小型化
19、的重要指标，50的开关电源早己上市，目前已向 120W发展。模块化与小型化分不开，同时模块化可显著提高电源的可靠性和使用灵活性，简化生产和使用。模块电源的并联、串联和级联既便于用户使用，也便于生产。智能化是便于使用和维修的基础，无人值守的电源机房、航空和航天器电源系统等都要求智能化，以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理 。2 单端反激式开关电源原理直流开关电源是具有直流变换器且输出电压恒定或按要求变化的直流电源，其输入为直流电，也可以是交流电。直流开关电源部分或全部具有以下特征：电源电压和负载在规定的范围内变化时，输出电压应保持在允许的范围内或按要求变化；输出与输入间有好的电气隔离
20、；可以输出单路或多路电压，各路之间有电气隔离。单端反激式 （Flyback）变换器的原理如图2.1所示。单端是指高频变压器的铁心工作在B-H曲线的一侧。反激是指当开关管BG被PWM脉冲激励而导通时，输入电压U1加在高频变压器的原边上，由于变压器副边整流二极管D2反偏，副边上没有电流流过，所以能量储存在变压器原边的电感L1上，而输出电压靠电容Co的放电维持。当BG关断时，T副边上的电压极性颠倒，使BG导通期间储存在T中的能量通过D2向负载和输出电容Co释放。图2.1 单端反激式开关电源的原理电路在BG导通期间储存的磁能究竟在截止期间释放多少？是tu正好释放完，还是早已释放完，还是没有释放完，这取
21、决于BG截止时间toff，的大小，由此可导出单端反激式变换器的三种工作状态：2.1 磁化电流临界状态图2.2 toff=时的电压，电流。磁通波形当BG 的截止时间t0和绕组N2中电流i2衰减到零所需的时间相等时，即，。为BG截止开始时副边流过的电流值。这样，在BG截止时间终了时，绕组N2中的电流i2正好下降到零。在下一个周期BG重新导通时，N1中的电流i1也从零开始，按（Vi/L1）t的规律线性上升这时磁化电流处于临界状态。2.2 磁化电流不连续状态图2.3 toff时的电压，电流。磁通波形Flyback变换器中间采用的是偶合电感，对原边绕组N1的自感L1来讲，它的电流不可能连续，因为BG断开
22、后其电流必然为零，但这时必在副边绕组N2的自感L2中引起电流，故对反激变换器来说，电流连续是指变压器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，而电流不连续是指合成安匝在BG截止期间有一段时间为零。当BG截止时间to。比绕组N2中电流I2衰减到零所需的时间更长时，即toff(L2/Vo)I2P时，次极电流I2及变压器磁通中在BG截止时间toff 以前便以衰减到零 （忽略剩磁）。在下一个周期BG重新导通时，电流I1及磁通中都从零开始按（Vi/L）t的规律线性上升。输出电压为：Vo=Vi由此可见，输出电压Vo与负载电阻RL有关，RL愈大则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出电压愈低，这是反激变换器
23、的一个特点输出电压随着输入电压的增大而增大，也随着导通时间的增大而增天，还随N1绕组电感量L1的减小而增大。在BG截止期间，其集一射极 （或漏一源）间承受的电压为：由于集一射极 （或漏一源）间承受的电压与输出电压Vo有关，而 Vo还随负载电阻的增大而增大，因此，负载开路时，容易造成管子损坏。所以在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入一个所谓的 “死负载”。2.3 磁化电流连续状态当BG截止时间()时，在截止时间结束时电流i2将大于零。在这种状态下，下一个周期开始BG重新导通时，初级绕组的电流i1 也不会从零开始，而是从，。起按的斜率线性上升。由磁通复位原则可导出
24、：其中D=为占空比。由上式可见，工作在磁化电流连续的状态下，单端反激式变换器的输图2.4 ()时的电压，电流，磁通波形出电压Vo只决定于初极与次极绕组的匝比、脉冲导通时间与截止时间之比以及输入电压V1，而和负载电阻RL无关。如果输入电压变化或者负载变化，只要控制导通比变化就可以保持输出电压的稳定。单端反激式变换器是由 Buck和 Boost两基本变换器拓扑组合演变成的，具体的说，是由在BuckBoost直流变换器中间插入隔离变压器而得来的。它具有电路简单，所用元件少，输出与输入间有电气隔离，能方便地实现多路输出，开关管驱动简单，可通过改变高频变压器的原、副边绕组的匝比使占空比D保持在最佳范围内
25、从而使电源满足稳压范围的要求等优点。当然，它也有其一定的缺点，比如开关管截止期间所受反向电压比较高 （至少两倍的输入电压），导通期间流过开关管的峰值电流有可能超过其平均电流的两倍以上，输入、输出电流皆有脉动，纹波较大等。这些缺点可通过选用具有高耐压、大电流的高速功率器件，在输入和输出端加滤波电路等措施加以解决。3 开关电源的设计在对单端反激变换器研究的基础上，设计并了一台单端反激式开关电源。进行设计的基本思路和部分分析计算如下：3.1 设计要求（1）输入条件1） 主要输入供电电源：市电额定电压：AC220V50Hz波动范围：DC187V-242V 2） 备用输入供电电源：蓄电池额定电压：DC2
26、8.5V波动范围：DC21V-31V （2）输出特性1）285V/6.5A直流输出，此输出一方面作为下面三路输出的输入电源，另一方面作为给备用蓄电池浮充电的电源 （充电电流小于1A）2）三路直流输出：5V/5A；24V/2A；28V/2.5A共三组输出。注：要求既可以在主要供电电源状态下工作，也可在备用供电电源状态下工作。当交流输入时，系统中三组直流输出应与交流220V隔离。（3） 电压稳定度 Sv）在输入电压波动范围内（在输入20-29范围内）Sv2（每一路）（4）负载稳定度 （Si）在输入为额定电压 （Vin28.5），输出电流在 10-100变化时，Si2（5）输出纹波峰-峰值100mV
27、（5V一路）有效值5mV（6）工作方式 ：连续（7）功能要求1） 输出过流保护：各路输出均应设置输出过流保护，当某路输出电流大于保护电流设定值时，相应的保护电路动作，保护电路动作时不影响其它路正常工作。当输出电流小于保护电流设定值后，电路自动恢复正常供电，输出短路为过流保护的极限状态各路输出过流保护电流设定值 Igmi要求如下：5V档,Igmi5.5A24V档,Igmi2.5A28V档,Igmi3A.2） 输出短路保护：各路输出均应设置输出短路保护，当某路输出处于短路时，相应的保护电路动作，保护电路动作时不影响其它电路正常工作，当输出电流小于保护电流设定值时，电流自动恢复正常供电。3） 输出过
28、压保护：5V输出应设置截止式过压保护，当5V输出电压达到过压保护设定值时，5V输出应立即截止，5V过压保护设定值5.8士0.2V （可恢复或不可恢复都可，只5V一路设置）。3.2 电路设计3.2.1 脉宽调制器的选择电流型脉冲宽度调制集成电路UC2842是一种高性能的、单端输出的、固定频率的电流型PWM 控制器，能很好地应用在隔离式单端反激开关电源的设计以及直流一直流变换器设计之中，它最大的优点是外接元件少，外电路装配简单，成本低廉。它的内部电路包括如下主要功能：可调整的充放电振荡电路，可精确地控制占空比；采用电流型操作，并可在500kHz高频下工作；具有自动补偿功能；带锁定的PWM，可以进行
29、逐个脉冲的电流限制；具有内部可调整的参考电源，可以进行欠压锁定；采用图腾柱输出电路，提供大电流输出，输出电流可达1A；工作电流低，且能进行低电流启动；可直接对双极晶体管和MOSFETS管进行驱动。图3.1 UC3842PWM控制器的工作原理图由图3.1所示的UC3842PWM控制器的工作原理图可知，它有两个控制闭环回路，一个是输出电压Vo反馈回误差放大器，用于同基准电压Vref比较之后产生误差电压信号：另一个是变压器初级电感中的电流在电阻 Rs产生的电压，与误差放大器的输出电压信号进行比较后产生调制脉冲宽度的脉冲信号。由于误差信号实际控制着电感峰值电流的大小，故称之为电流型脉冲宽度调制器，这种
30、控制芯片有如下特点：（1）具有良好的电压调整率。这是因为输入电压Vi的变化立即反映为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，在实际应用中，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使电压调整率更好。（2）可明显地改善负载调整率。因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压变化，特别是当轻负载时，负载调整率降至8，2/3负载至满载，负载调整率降至3以下。（3）误差放大器的外电路补偿网络得到简化，稳定度提高并改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。（4）电流限制电路得到简化。由于电阻Rs上感应出电感尖峰电流，故能自然形成逐个脉冲限制电路，只要Rs上电平达到，就
31、立刻关闭，而且这种峰值电感电流感应检测技术可以灵敏地限制输出的最大电流。（5）UC3842PWM控制器设有欠压锁定电路，其开启阀值设在16V，关闭阀值设在10V。在输入电压Vi小于16V时，整个电路的电流消耗仅1mA，这样，高压可直接由输入电阻Rin降压后为芯片供电，而由输入电容Cin储能推动输出建立电压。自馈电后整个电路的电流消耗达15mA。由于启动阀值电压和关闭阀值电压的差值仅为6V，故可以有效地防止电路在阀值电压附近工作时的振荡。由于启动电流小于1mA，所以Rin上的功耗很小。（6）UC3842的振荡器工作频率f由下式进行设定： F=1.8/(RtCt)。（7）UC3842的输出级为图腾
32、柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为土200mA，最大峰值电流可达1A，由于电路有峰值电流自我限制的功能，所以不必串入电流限制电阻（8）UC3842内部设置有PWM锁存器，加入锁存器可以保证每个振荡周期内仅输出一个控制脉冲，防止了噪声干扰和功率管的超功耗。（9）UC3842的关闭技术：UC3842提供了两种关闭技术，第一种是将脚电压升高超过1V，引起过流保护开关关闭电路输出；第二种是将脚电压降到1V以下，使PWM 比较器输出高电平，PWM锁存器复位，关闭输出，直到下一个时钟脉冲到来，将PWM锁存器置位，电路才能从新启动。(10）UC3842的输出能给出足够的漏电流和灌电流，所以非常适合驱动N沟
33、道MOS功率晶体管。UC3842使用注意事项：图3.2 UC3842的脚外接的滤波网络i当从开关管与地之间所接采样电阻Rs取样给UC3842的脚电感电流取样检测信号输入端时，在开关管接通时所产生的电流尖峰会使UC3842内部的电流检测比较器在开关管刚一接通时就输出高电平使触发器复位，从而造成无占空比输出，开关管马上关断，造成误动作，以至形成不稳定现象，所以有必要在取样电阻到UC3842脚之间加一滤波网络，滤除电流尖峰。常用值为R=1K，C=0.001f。ii要保证电流采样放大器的输入信号幅度不大于Liviii振荡频率：R取值1k-100k,C取值大于100pfiv占空比最好控制在0.5以下，否
34、则容易使系统不稳定，也可通过增加斜波补偿网络的方法使系统稳定。v在芯片供电端Vcc和参考电源Vref端分别对地接一瓷介电容，并注意布线，可免除噪声干扰。3.2.2 AC220V-DC28.5V主电路的设计（1）原理框图，见图3.3浪涌电流限制及输入滤波电路桥式整流误差放大器电流取样电流检测比较器PWM调节器高频整流及滤波器变压器主变开关驱动光耦合平滑滤波检测图3.3 AC220V-DC28.5V主电路原理框图（2）输入部分电路的设计输入部分是由整流桥和输入滤波电容构成的。当输入220V，50Hz的交流电时，整流滤波后大约得到300高压供给后面的电路作为直流输入Vin。整流桥的选择：考虑到滤波电
35、容C中产生的冲击电流，整流桥的电流耐量应大于额定整流电流的7-10倍，故选择7A的整流桥。如KBL07。整流后滤波电容的选择：输入电压为 AC187-242V，整流滤波后的空载电压为DC250-342V，设该电源效率为80%，交流电流频率为50Hz，则交流电源每个周期供出的能量Ein为；Ein=5（焦耳）式中Pout为输出功率，为效率，f为交流频率其中Pout为整流滤波电路需要提供的功率。考虑当主电路输出28.5V/5A 时，因为输出电压为28.5V考虑输出整流二极管及线路压降，设变压器副边绕组输出电压为30V，则变压器输出功率Pout30V6.5A195W，取Pout为200W。若考虑纹波电
36、压限制，应使最小输入交流电压Vinmin保持200V以上。公式中，Ein为半个周期中电源供给负载的能量，即Ein=2Ein;Vpk为输入最低交流电压经整流后的直流峰值电压，Vinmin。为最低工作直流电压值。则（uf）取Cin的标称值为220uf，耐压为400v以上。（3）启动电阻和电容的确定在图3.4电路中，R1为启动电阻，C2为启动电容。当直流输入电压达到 250V以上时，UC3842应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。当Vcc小于16V时，UC3842的整个电路仅消耗1mA电流，考虑到外围电路消耗约为0.8mA电流， 即整个电路启动电流总和为1.8mA。R1的取
37、值应为：功耗： (取为1W）启动完成后，UC3842的消耗电流增至100mA左右，该电流由电容C2在启动时储存的电荷量来提供。这时C2上的电压会发生跌落，当电容上的电压跌落到10V以上时，UC3842仍能保持工作。L3绕组实现自馈电的时间Ton根据开关周期决定，一般20kHz以上都在5ms以内，于是电容C2的容量可由下式确定。取标称值电容C2=100uf/25V（4）UC3842振荡部分Rt和Ct的确定UC3842的振荡器工作频率f由下式进行设定：其中Rt的取值范围为1k-100k；Ct的取值范围为300pf-0.1uf。本设计取Rt=56K，Ct=0.001uf则振荡周期 T34us，振荡频
38、率f=33kHz（5）高频变压器的设计在单端反激式开关电源中，高频变压器的设计计算是核心工作，设计时，要保证电源的调整率和对线圈的漏感要求，还要对高频变压器的外形尺寸及系统成本进行整体考虑。可以在输入电压为 AC220V的情况下进行设计和计算，得出数据后再进行相应的调整，主要方法是通过调整气隙和变压器的初级匝数，使工作在交流220V电压下的电感初级线圈数较原来计算值增加1.5-1.7倍，总电感量较原计算值增加1.5-1.8倍。1） 计算初级电感峰值电流因为输出电压为28.5V，考虑输出整流二极管及线路压降，设变压器副边绕组输出电压为30V，则变压器输出功率 Pout=30V6.5A=195W，
39、设此变换器的效率为80，则由Pout=Pin=IinVin输入平均电流 IinPout/( Vin)=195/(2550.8)=0.956A取为 1A。设正常工作时占空比为0.4，在功率开关管导通期间的平均电流1av(on)=Iin/=1/0.4=2.5A。在连续电流工作方式时 （不完全能量传递方式），较好的输入电流波形为其纹波峰峰值为其最大峰值的一半，即2)计算变压器初级电感量在功率开关管导通期间，变压器初级电感上电流纹波的峰峰值 mh其总电感量取此值的1.8倍，则L1取值为4.08mh。3） 选择变压器磁芯及确定骨架尺寸用几何尺寸参数Kg来设计，设定变压器铜损Pcu4W。根据给定参数L=4
40、.08mh,I=2.5A,B=0.4T,Pcu=4W, =1.724m,k=0.3可得其中Ac为磁芯截面积，W为窗口截面积，t为每匝平均长度，k为窗口利用系数。选择PQ35/35型磁芯，其，,t=7.52cm4） 确定变压器各组线圈匝数及线径初级线圈匝数N1，次级线圈匝数N2，辅助线圈匝数N3取整数N1=137匝初级线圈导线截面积初级线圈导线直径d由公式可得 取整数N220匝。次级线圈导线截面积次级线圈导线直径d2=，取d2=为1.24mm设定UC3842稳定工作时的电源电压火为13V，则取整数N39匝。取辅助线圈导线直径d3=0.4mm（6）功率开关管的选择由变压器初级电感电流纹波峰峰值=3
41、.3A，峰值漏极电感电压Vdss，最大值=在单端反激式开关电源中，由于铁芯带有气隙，因此存在较大的漏感Le，在开关管关断瞬间，漏感会产生较大的尖峰电压。一般取保险系数为0.7，即取其Vdss548/0.7=783V。另外，开关管的开启时间和关断时间要尽量小，饱和压降要小，以降低漏源极间的功耗。本设计中选用VDMOS管的型号为MTP4N90，即其Id=4A，Vdss=900V，可以满足要求。（7）缓冲保护电路的选择本电路中，由R，C，D组成一个缓冲网络，该网络主要用于限制高频变压器漏感引起的尖峰电压，它产生在开关管VT1由饱和转向截止的过程中，漏感中的能量通过D向D充电，充电电流为凡，。电容上的
42、电压通过二极管D被充电到（），这样功率开关管漏极电流有了分路，漏极电流能较快地减小。当开关管VT1导通时，C通过电阻R和VT1放电。图3.4 缓冲保护网络对于参数的选择，可按经验公式求得。在关断时，能量可写成：式中 Id- 最大的漏极电流（A）；Vds-最大的漏极一源极电压（v）；-最大的漏极电压上升时间（us）tf-最大的漏极电压下降时间（us）解得电容C的表示式为：由Id=3.3A，Vdss=548V，=0.2us，tf=0.05us，可得C=1.5n在开关管导通的瞬间，电容通过电阻和开关管的漏源极放电，放电的时间常数：RC。为了减轻开关管在完全导通时所承受的电流，应在开关管开启时间内放掉
43、电容C上的大部分能量，一般取：=0.5,是开关管的开启时间，则算得的电阻值，必须限制放电电流Idis，只是漏极电流Id的1/4，则0.25Id如果Idis0.251，则必须按R=重选电阻R的值。验证放电电流I=,大于Ic/4=3.3/4=0.825A。需重选R值，R=，取 值为670。电阻的功率为取值为7W式中f-变换器的工作频率。（8）低压输出电路的设计1） 整流二极管的选择因为整流二极管D存在着反向恢复时间，在开关管导通瞬间会引起较大的尖峰电流，它不仅增加了整流二极管本身的损耗，而且使开关管流过过大的电流，增加了开通瞬间的损耗。一般采用快恢复二极管或肖特基二极管作为整流二极管，D的电流平均
44、值1，（3V）应大于等于输出电流值。在高频变压器次级的整流滤波电路中，选择整流二极管时，如果此二极管的工作属于低反向电压、大导通电流，应选择肖特基整流二极管：如果属于较高的反向电压、较小的导通电流，可以选用快恢复二极管。本例属于前例。在低电压、大电流输出的开关电源中，整流二极管的功耗是其主要损耗之一 而肖特基二极管的优点是其导通管压降Von为0.4-0.6，为一般PN结的一半，反向恢复快而且有足够的反向电压。故本例选用肖特基管16TCQ100，其由二个阴极相连的二极管组成，每管允许通过的最大电流为8A，两管并用可允许通过16A电流；其允许的最大截止电压为100V。在输入电压为最高值342V时，
45、整流二极管所承受的最大反向截止电压为：其值小于100V，所以可以选用型号为16TCQ100的肖特基管。2） 滤波电容的选择滤波电容可视输出对纹波电压的要求来确定，并尽可能选择无感电容，也可用多个容量小的电容并联达到较高的容量。输出滤波电容的选择与电源变换器的类型、最大输出工作电流和开关频率等因素有关，大多使用低ESP的电解电容。滤波电解电容的值对电源输出电压纹波有直接影响，而且它还影响电容器本身的寿命。最小的输出电容可用下式计算公式中，Io-设计的输出电流；-允许的输出电压纹波的峰一峰值；f- 工作频率。为了确保输出电压符合最小的电压纹波的要求，滤波电容器的值可由下列公式确定：由Io6.5A，
46、f33kHz，可得(F)实际应用中应该取大一些的电容，才能完成设计指标。一般按每安培电流10000uf电解电容的容量来进行选择,在此采用6个10000uf电解电容。4 电路输出性能测试4.1 AC220V-DC28.5一路输出性能（1） 电压调整率负载电流为6.5A时：Vin(V)25260270280290300310320Vo(V)28.628.628.628.628.628.6310320电压调整率=02%（2） 负载调整率输入电压为Vin=280V (AC220V,50Hz）时：Io(A)6.55.54.53.52.51.50.50Vo(V)28.628.628.628.628.628.628.628.9负载调整率=1.05%2%（3）
