[精品论文]基于飞思卡尔 DSC 的光伏并网微逆变器的.doc

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1、基于飞思卡尔 DSC 的光伏并网微逆变器的研究杨剑青，洪峰，赵杰5（南京航空航天大学电子信息工程学院，南京 210016）摘要：本文研究了在分布式光伏发电结构中交流光伏模块的核心组件微逆变器，其采用反激式变换器与混合转向桥组合的单级式逆变主功率电路，引入双路交错并联及软开关技术提升 系统转换效率，降低输出电流纹波；采用基于飞思卡尔数字信号控制器(Digital Signal Controller,DSC)为平台的全数字控制策略，利用数字 PI 控制技术，对入网电流做闭环跟踪10调节，仿真及样机实验表明该方案的高转换效率及良好的入网电流质量。 关键词：光伏发电；微逆变器；反激变换器；混合转向桥；

2、全数字控制；飞思卡尔 DSC 中图分类号：TP332 Research on Single Stage of Grid-connected Micro-inverter15Based on Freescale DSCYang Jianqing, Hong Feng, Zhao Jie(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics The Graduate School College of Electronic and Information Engineering,NanJing 210016)Abstract: In this pap

3、er,a key module micro-inverter in distributed PV grid-connected system was20discussed. It is made up by flyback inverter and mixed -inverter bridge.To rise up the effiency and reduce the ripple wave of current,a interleaved paralled and active clamp flyback topology was brought in.The strategy of co

4、ntrol is based on the Freescale digital signal controlled.Digital PI control is used to track the Grid-current.Simulation and prototype verify this scheme is viable and a high qulityGrid-connected current can be ensured.25Key words: photovoltaicpowergeneration;micro-inverter;flybackinverter;mixedsta

5、ge inverter;digital control;freescale digital signal controller0引言光伏发电系统的应用可分为以下二类：独立式离网光伏发电系统，并网式光伏发电系统。30前者不与公用电网连接，经输出逆变控制器为蓄电池充电或输出电能直接供给用户负载使 用。其常见应用是为偏远山区或无电网供电地区、边防哨所、气象站等特殊场所提供电能。 不同于独立式离网光伏发电系统，并网式光伏发电系统则将输出电能接入公用电网，再由电 网统一分配使用。这是进入大规模商业化的必经之路，目前年安装容量已占到世界光伏电池 年产量 70%以上，已然成为国内外大量专家学者研究的热点。模

6、块化并网微逆变器概念最35早于上世纪 80 年代提出，每个太阳能并网模块都集成了自己独有的逆变器，该结构最显著 的特征便是多个相互独立的微逆变器直联公用电网，即使其中一个逆变器发生故障也不影响 整个系统的稳定工作。在分布式光伏并网发电系统中采用微逆变器的主要特征是12:(1) 输入侧光电池电压低，一般为 2050V，公用电网峰值可达 340VDC（240VAC）或 156VDC基金项目：国家教育部博士点专项基金（20093218120023） 作者简介：杨剑青（1988- ），男，硕士研究生，主要研究方向：光伏并网逆变器 通信联系人：洪峰（1979- ），男，副教授，主要研究方向：新能源发电.

7、 E-mail: hongfeng（110VAC），因此微逆变器需要使用具有升降压功能的电路拓扑，而典型的集中式逆变电40路通常采用桥式降压拓扑结构；(2)单个集成光伏并网模块功率一般是 100300W，内部微逆 变器功率匹配为 100300W，而传统集中式并网逆变器有多个光电池组件串并联组成，适合 于大功率并网应用场合。综上所述，微逆变器由于其特殊的工作场合，要求其有高的变换效 率、高可靠性、寿命长、体积小、低成本等在设计中需要考虑的因素，可选择的电路拓扑方 案有：高频链逆变器、升压变换器与传统逆变器相结合的两级式变换器、基于隔离式升降压45变换器的反激 flyback 单级逆变器几种。本文

8、将对基于反激式变换器的并网微逆变器工作模 态及控制策略做出研究。1主功率电路研究1.1 反激变换器工作模态分析由于反激高频变压器在绕制过程中不可避免的一定有漏感的存在，其能量无法在反激电50路工作时耦合到副边，传递给负载，故而在主功率开关管工作在截止状态时，此漏感将同 Mos 管寄生电容发生谐振现象，使得开关管漏源极出现较大的尖峰，此尖峰值一旦超过开关 管漏源极可承受的阀值，将击穿开关管损坏电路，并且其增加了导通损耗，降低了反激变换 器的效率。因此传统的反激变换器通常采用图 1.1 的无源 RCD 吸收回路来解决此问题，然 而这就造成电路中势必有一部分能量通过电阻 R1 变换成热能而白白浪费，

9、降低了整个系统55效率。传统带 RCD 吸收回路的反激式逆变电路结构简单，可靠性高在小功率级别的开关电源中得到了广泛的应用，然而其降低了整个系统的效率，不适用于本课题提出的对微逆变器 的指标要求，需要做出进一步改善。图 1.1 传统带 RCD 吸收回路的反激式逆变电路Fig.1.1 traditional RCD clamp circuit of flyback inverter图 1.2 引入的有源箝位软开关技术是吸收漏感能量降低开关管导通损耗提升整机效率的高效方案。该结构在传统反激变换器的基础上于原边增加一个辅助 Mos 管及一个箝位电容，60此电路最鲜明的特点是将漏感上的能量通过箝位电容

10、反馈回输出端，并且降低主开关管漏源 极上的电压应力，可以实现主管辅管的零电压开通（ZVS），从而降低管子损耗，提升整机 效率345。该电路如图 1.3 八种工作模态如下：图 1.2 引入有源箝位软开关技术的反激式变换器Fig.1.2 flyback inverter brought in active clamp ZVS technology模态 1t0t1:如图 1.3(a)，在此模态下，原边主开关管 Sw 开通，辅助管 Sa 关断，能量存 储在变压器原边励磁电感中，且原边电感电流线性上升。65模态 2t1t2:如图 1.3(b)，t1 时刻，主开关管 Sw 关断，励磁电感上电流对 Coss

11、 充电，Sw漏源极电压 Vds 线性上升。模态 3t2t3:如图 1.3(c)，则有两种可能的工作模态。假定变压器原边漏感与励磁电感比 值为 m,如果箝位电容电压 Vc 大于（1+m）NVo（N 为变压器副原边匝比），那么当主开关 管漏源极电压 Vds 幅值在 t2 时刻达到 Vin+（1+m）NVo 时，副边整流二极管 D2 导通。辅助开70关管 Sa 的体二极管直到漏感 Lk 电流对 Sw 寄生电容 Coss 充电达到 Vin+Vc 后才导通；如果 Vc 小于（1+m）NVo，那么 Sa 的体二极管将先导通，D2 在原边励磁电感两端电压达到-NVO 时 导通。这个模态下，原边励磁电感能量传

12、到副边供给负载，而漏感能量被箝位电容 Cc 吸收。 此模态将在漏感电流下降到 0 时结束。模态 4t3t4:如图 1.3(d)，在 t3 时刻，通过漏感上电流为 0，辅助开关管 Sa 关断。而原75边输入侧能量继续传递给副边负载，原边磁化电感电流线性下降。模态 5t4t5:如图 1.3(e)，在 t4 时刻，励磁电流下降到 0，副边整流二极管 D2 截止，由 于反激式变换器工作在 DCM 模式，因此 Lm 与 Coss 发生谐振。模态 6t5t6:如图 1.3(f)，在 t5 时刻，辅助开关管 Sa 导通，变压器原边电感电压被箝位 到-Vc，副边整流二极管 D2 导通。漏感 Lk 上电流反向线

13、性上升，励磁电流同时反向线性上80升，在此电流值小于漏感电流时，反向电流可用来实现主开关管 Sw 的 ZVS，模态 3 中被吸 收的漏感能量被传递到副边负载。模态 7t7t8:如图 1.3(g)，在 t6 时刻，辅助开关管 Sa 关断。反向电流 Ip 对寄生电容 Coss放电，当 Ip 下降到 ILm，D2 截止，Lm 与 Lk 同时对 Coss 放电。模态 8t8t9:如图 1.3(h)，在 t7 时刻，Coss 上电压下降到 0，此时打开主开关管 Sw，即可85实现其零电压开通。图 1.3(a) 模态 1 图 1.3(b) 模态 2图 1.3(c) 模态 3 图 1.3(d) 模态 4图

14、1.3(e) 模态 5 图 1.3(f) 模态 6图 1.3(g) 模态 7 图 1.3(h) 模态 890图 1.3 有源箝位反激变换器工作模态Fig.1.3 mode of active clamp flyback inverter通过以上分析可以看出引入了有源箝位软开关技术的反激式变换器在抑制 Mosfet 电压尖峰及提升系统转换效率上有很大改善，然而由于工作在 DCM 模式，输出电流波动大，功 率的变换等级不高，故在此基础上使用双路交错并联反激变换器的电路结构如图 1.4，可以95减小输入电解电容的电流纹波，延长电流寿命，减小输出电流脉动，起到降低入网电流 THD的作用，提高了整机工作

15、效率与可靠性。100图 1.4 双路交错并联有源箝位软开关反激光伏并网微逆变器电路结构Fig.1.4 topology of interleaved active clamp flyback circuit of PV Grid-connected inverter1.2 混合转向桥的研究本课题的微逆变器系统中反激式逆变电路输出的包络线为 100Hz 正弦半波信号送给由 两对工频互补工作的开关管构成的转向桥电路，之后经滤波器得到与公用电网电压同频同相 的电流信号并送入电网。其工作模式为，在电网电压正半周时 S1、S3 开通， S2、S4 截止； 负半周时 S2、S4 导通，S1、S3 截止。此

16、电路的主要功能是：(1)实现将正弦半波信号转向成 与电网同步的正弦信号完成并网功能；(2)具有反向截止功能，开关管能迅速关断，防止电 路工作出现异常时电网能量倒灌损坏电路。图 1.5 共有 4 种由不同开关管组合构成的转向桥电路：图 1.5(a)两个桥臂共用四粒晶闸105110115管 SCR 组成，无需有源驱动芯片即可驱动工作，降低损耗提升效率，且在电网电压转相时有自动关断反向截止的特性，防止电网能量倒灌保护了整个电路。其缺点是开关动作较慢， 为了防止桥臂直通，需要在电网电压过零时，添加较大的死区，这使得并网电流波形变差 THD 上升，不满足并网标准，是对公用电网的污染。图 1.5(b)两个

17、桥臂共由 4 个 Mosfet 管 组成，其优点是开关速度快，在电网电压过零处可以迅速动作，对优化入网电流 THD 有很 大帮助，但需要有源驱动芯片驱动，提升了功耗，降低了效率，且 Mos 管寄生二极管为电 网能量倒灌提供了回路，此时电网、输出滤波器、电感、Mos 管构成了一个 boost 升压电路， 母线电压将被急剧抬升，对前端输入侧器件造成损害。图 1.5(c)与图 1.5(d)则是由 2 个 SCR 及 2 个 Mosfet 组成的混合转向桥电路，此结构综合了全 SCR 结构与全 Mos 结构的优点，也 能实现并网功能并且可以得到质量优良的并网电流，本课题将选用图 1.5(c)的结构实现

18、转向 桥功能。图 1.5(a) 四粒晶闸管结构 图 1.5(b) 四粒 Mosfet 结构图 1.5(c) 混合结构 1 图 1.5(d) 混合结构 2120图 1.5 转向桥拓扑族Fig.1.5 topology race of exchange bridge2全数字控制平台的研究本课题决定采用飞思卡尔（Freescale）公司在 2010 年推出的基于 DSP56800E 内核的 DSC 控制芯片 MC56F8257。该芯片兼具 DSP 与 MCU 的特点，含有丰富的外围设备，利用 紧凑的汇编和 C 语言编译代码，大大提高了研发人员的开发效率，可以进行复杂的算法运 算并且系统硬件平台构成成

19、本较低，其在电源管理、整车系统控制、电池充放电管理、逆变 器、智能传感设备、医疗器械等多个领域都得到了广泛应用。图 2.1 是微逆变器系统数字控制模块总体流程框图，DSC 内部共设两个中断，其中 50Hz捕获中断优先级高于 70kHz 高频 PWM 中断，一般情形下程序进入高频中断中，进行各逻辑125控制算法的运算，在 DSC 采样到电网电压同步信号之后，优先进入捕获中断，进行数字锁相等运算，该系统的核心部分是电流闭环控制数字锁相控制（PLL）。图 2.1 微逆变器系统流程框图Fig.2.1 system process of micro-inverter2.1 数字 PI 控制器传统 PI

20、控制器图 2.2 技术发展成熟得到了广泛运用，然而随着数字信号控制芯片技术 的发展，其成本低、运算精度高等优点使得数字化电源成为人们研究的热点。130图 2.2 传统模拟 PI 控制器Fig.2.2 traditional analog PI controller由上可画出数字 PI 控制器的数学模型结构框图如图 2.3 所示。根据此框图，写出 DSC中数字 PI 控制的算法流程图 2.4 所示。该数字 PI 控制器各变量名及其定义见表 1 所示。图 2. 3 数字 PI 控制器框图Fig.2.3 chart of digital PI controller135表 1 数字 PI 控制器各变

21、量名及定义Tab. 1 Definition of variables of digital PI controllerVref 电流基准值 Vac逆变输出电流 Vbias偏置电压Vg正弦反馈电流Vf正弦半波反馈电流 Uin（k-1） 前次误差值 Uin（k）本次误差值 Uout（k-1） 前次 PI 输出140145图 2.4 数字 PI 控制算法的程序流程图Fig.2.4 program chart of digital PI controller由于功率变换发生在反激变换器一侧，其输出是正弦半波的电流信号，因此在微逆变器输出端采样的电流信号经调理电路送入 DSC 后，不能直接作为数字 P

22、I 控制器的反馈输入信 号，其需要做如下处理做如下处理：（1）DSC 采样基准偏置电压，该电压一般为 1.65V， 然而电路中不可避免的存在高频干扰等问题，此偏置电压存在变化的可能，电流反馈信号需 要减去这一偏置电压再作运算，因此该电压值需要实时被 DSC 所采样，不然将影响数字 PI 控制运算的精度，从而影响整个微逆变器的输出导致入网电流波形变差，影响入网 THD；（2）在反馈电流值减去电压偏置之后，此时在 DSC 内部是一个起点为 0 按正弦规律变化的 数字信号，为了与正弦半波基准电流相一致，还需要做逻辑处理将该信号后半周期幅值取反， 之后送入数字 PI 控制器同基准电流比较得出控制各开关

23、管工作的 PWM 驱动信号。3仿真及样机实验波形3.1 Saber 软件仿真根据以上分析本课题利用 saber 软件对数字控制方案进行了仿真验证。图 3.1 是微逆变150器主电路仿真原理图，该拓扑为双路交错并联有源箝位反激式变换器加工频转向电路；图3.2 利用 saber 软件仿真的关键处波形，依次从上到下为副边整流二极管两端电压 VD、副边 电流 ID、原边电流 Ip、主 Mos 漏源极电压 Vds、电网电压 Vgrid、入网电流 Igrid，图 3.3 为反 激有源箝位电路主 Mos 实现 ZVS 仿真图，以上各点仿真波形符合电路模态分析，验证了微 逆变器软硬件设计的可行性。图 3.1

24、微逆变器主电路仿真原理图Fig.3.1 simulation schematic of the main circuit of micro-inverter图 3.2 saber 软件仿真关键波形Fig.3.2 key simulation waveform of saber software图 3.3 ZVS 仿真图Fig.3.3 simulation waveform of ZVS3.2 样机实验波形1603.2.1反激 Mos 管 ZVS 波形图 3.4 是反激变换器主 Mos 管实现软开关实验波形图。可以看出在 Mos 管驱动截止及 开通时刻，漏源极电压为 0V，降低了 Mosfet

25、的损耗，延长其工作寿命且提高了微逆变器的 转换效率。同时在实际调试过程中发现，如果有意减小高频变压器原边漏感试图降低漏感能 量损耗，并不能实现主 Mos 的软开关效果，实测漏感取值在 0.5H0.7H 处，效果较好。 故实际的电路调试中需要不断折中观察波形选取较为理想的参数。3.2.2入网电流波形图 3.4 反激变换器主 Mos 管软开关的实现Fig.3.4 implementation of ZVS of the flyback main Mosfet165170本课题实验样机通过以下关键参数给定设计测试：光电池板输入直流电压 36V，电网电 压交流 220V，反激变换器高频变压器匝比 Np

26、:Ns=1:7，原边励磁电感值 11H，漏感值 0.5H， 副边电感值 539H，Mos 管开关频率 70kHz，箝位电容 1uF，交错反激变换器输出电容两路15nF 并联，输出滤波电容 100nF，滤波电感 2mH。对入网端口的选择，本课题分别选用工 频调压器及交流源作为对比测试。图 3.5(a)显示了反激变换器 Mos 管驱动波形及原边流过电流波形，可以看出电流自 0 开 始上升实现了反激变换器的断续工作模式，图 3.5(b)是并网电流波形，符合前文模态分析及 仿真波形的验证，得到了很好的并网质量。图 3.5 (a)主 Mos 驱动原边电流波形 图 3.5(b) 入网电流波形3.2.3实验

27、结论图 3.5 并网电流波形Fig.3.5 waveforms of Grid-connected current175表 2 是样机并网测试数据。图 3.6 可以看到随着并网功率的提升入网电流 THD 逐渐好 转达到了并网要求。图 3.7 为微逆变器的整机变换效率折线图，可以看到峰值效率高于 90%， 达到了设计初衷。表 2 并网实验数据表Tab. 2 Data of Grid-connected Research输入电压电流基准值输入功率入网电流电网电压THDPF效率并网功率35.896.1219.120.892201.220.9990.01197.2235.325.48193.660.8

28、02201.330.9991.13176.4835.884.74170.130.692201.450.9989.01151.4335.664.42157.770.632201.770.9987.77138.4735.554.04143.620.562202.330.9985.23122.4035.223.70130.550.492202.510.9883.67109.2335.663.4121.340.452202.990.9782.3399.8935.872.6595.360.342203.870.9777.9874.3635.121.9970.050.242204.550.9675.645

29、2.98180图 3.6 并网功率与 THDFig.3.6 power of Grid-connected and THD图 3.7 整机变换效率图Fig.3.7 chart of efficiency of prototype1851904结论本文研究了单级式拓扑在微逆变器中的应用及其控制方案，通过引入双路交错并联有源 钳位结构在提升整机变换效率，降低入网电流 THD 及纹波上起到了关键作用，使用高性能 的飞思卡尔 DSC 芯片 MC56F8257 作为系统全数字控制平台的核心芯片，有效完成了系统 的实时性控制，功能的完整性任务，样机测试结果表明，该微逆变器功率可以达到 200W、 入网电流

30、 THD 可以控制在 3.0 以下、系统最高效率大于 90%，各项指标均基本达到系统性 能要求。参考文献 (References)1952001 S.B.Kjaer,J.K.Pedersen,F.Blaaabjerg.Power Inverter Topologies for Photovolatic Modules-aReviewC.IEEE IAS Annu.Meeting,2002,2:782-7882 T. Shimizu, K. Wada, N. Nakamura. Flyback-type Single Phase Utility Interactive Inverter with

31、 PowerPulsation Decoupling on The DC input for an AC Photovoltaic Module SystemJ Proc. IEEE Trans. Power. Elec.,2006, 21(5): 1264-1272.3 Junming Zhang, Xiucheng Huang,Xinke Wu,Zhaoming Qian. A High Efficiency Flyback Converter WithNew Active Clamp TechniqueJ IEEE Transactions on Power Electronics, J

32、uly 2010, 25(7): 1775-1785.4 Young-Ho Kim, Jun-Gu Kim,Chung-Yuen Won,Yong-Chae Jung,Tae-Won Lee. Soft Switching Interleaved Active Clamp Flyback Inverter for a Photovoltaic AC Module SystemJ.Proceedings of the 2011-14th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE 2011), Aug. 30 2011Sept. 1 2011: 1-9.5 Chung H.S.-H. Hui, S.Y.R.,Wei-Hua Wang. A zero-current-switching PWM Flyback Converter with a SimpleAuxiliary SwitchJ.IEEE Transactions on Power Electronics, Mar 1999, 14(2): 329342.