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1、中 国 矿 业 大 学本科生毕业设计姓 名： XXX 学 号： 学 院： 信息与电气工程学院 专 业： 电气工程与自动化 设计题目： 多路输出反激变换器的研制 专 题： 指导教师： XXX 职 称： 教授 2009年 6 月 徐州中国矿业大学毕业设计任务书学院 信电学院 专业年级电气工程与自动05-1 学生姓名XXX 任务下达日期：2009年02月16日毕业设计日期：2009年02月16日至2009年06月20日毕业设计题目：多路输出反激变换器的研制毕业设计专题题目：毕业设计主要内容和要求：1、了解反激变换器拓扑及其工作原理；2、学习Saber仿真软件，并使用Saber仿真软件分析反激变换器；
2、3、反激变换器的设计要求：输入电压：48V72V；输出4路：5V/1A；+15V/0.5A；-15V/0.5A；24V/1.2A：工作频率100kHz；效率大于75%。院长签字： 指导教师签字： 摘 要本文对基于峰值电流控制反激变换器进行了研究。首先分析了常用DC/DC变换器拓扑，并介绍了反激变换器的常用箝位电路；其次详细阐述了反激变换电路的工作原理；然后对电流控制技术的原理及实用芯片UC384X进行了详细的研究，讨论了电流控制的斜率补偿技术；接着重点分析了基于电流控制RCD箝位的反激变换器（CCM工作模式和DCM工作模式），并进行了参数设计，这其中较为重要的是磁性元件的设计。根据以上理论并结
3、合Saber仿真技术，分别对CCM模式下和DCM模式下基于RCD箝位反激变换器进行了稳态分析和时域分析。之后还仿真了输入电压变化和负载突变时的暂态分析，电源负载调率较好。与理论结果进行比较，理论结果和仿真结果一致。关键词：峰值电流控制技术； RCD箝位； 反激变换器； UC3842； Saber仿真 ABSTRACTBased on the peak-current control technique, flyback converter is studied in this paper.First of all, commonly used DC / DC converter topolog
4、ies and clamping circuits are analyzed and introduced. Then the principle of flyback converter and current control technology are given, as well as the principle of and the practical chip UC3842 and slope compensation technology of the current control. At last, the steady principle of RCD clamp flyb
5、ack converter and design guide line of its parameters are analyzed in detail(CCM and DCM mode). Design of magnetic element is more important.Based on above theory and Saber simulation, RCD clamp flyback is steady state and time domain analyzed when it is in CCM and DCM mode. Then, Transient analysis
6、 of input voltage change and load sudden change are simulated, and load regulation rate is better. Compare of theory, theoretical results and simulation results are uniform.Keywords： the peak-current control technique; RCD clamp; Flyback coverter; UC3842; Saber simulation目 录1 绪论11.1 开关电源的理想拓扑11.1.1
7、非电气隔离变换电路11.1.2 电气隔离变换电路11.2 反激变换器的发展与现状21.3 反激变换器常用的箝位电路21.3.1 有损RCD吸收电路31.3.2 无源无损箝位电路31.3.3 有源箝位电路41.3.4 箝位电路性能的比较51.4课题意义和主要研究内容51.4.1课题的研究意义51.4.2本文的主要研究内容62 开关变换器的电流控制技术72.1 概述72.2 电流控制技术72.3 电流控制技术的特点82.3.1 电流控制技术的优点82.3.2 电流控制技术的缺点82.4 电流控制技术的斜率补偿分析92.5 高性能电流模式控制器UC384x102.5.1 UC384X系列芯片的特点1
8、02.5.2 电流模式控制器内部框图102.5.2 功能介绍113 反激变换器原理及综合分析153.1 概述153.2 单端反激变换器的稳态分析163.2.1 电流断续模式(DCM)163.2.2 电流连续模式(CCM)183.2.3 电流临界连续模式(BCM)183.2.4 不同模式的比较183.2.5 反激变换器的外特性曲线213.3 RCD箝位电路213.3.1 RCD箝位电路的设计213.3.2 RC参数对电路性能的影响223.4 单端反激变换器的关键参数的设计233.4.1 磁化电感233.4.2 功率开关管S233.4.3 副边整流二极管D233.4.4 输出滤波电容C234 多输
9、出反激变换器设计244.1 概述244.2 单端反激变换器的设计研究254.2.1电路组成254.2.2 CCM模式反激变换器功率电路设计254.2.3 DCM模式反激变换器功率电路设计314.2.4 反激变换器控制电路设计345 反激变换器的仿真研究375.1 Saber简介375.2基于Saber的CCM仿真研究385.2.1 CCM模式下暂态分析385.2.2 CCM模式下关键节点波形分析395.2.3 宽范围输入电压下输出暂态响应415.2.4 在突加负载和突减负载下输出暂态响应425.3 基于Saber的DCM工作模式下的仿真研究445.3.1 DCM模式下的输出暂态响应445.3.
10、2 关键节点波形分析445.4 两种模式下反激变换器的比较466 结束语476.1 本文主要完成工作476.2 进一步设想47致 谢48参考文献49翻译部分50中文译文50英文原文591 绪论1.1 开关电源的理想拓扑电力电子变换器广泛应用于飞机、导弹、舰艇、工业控制系统、微型计算机、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展1。1.1.1 非电气隔离变换电路非电气隔离型DC/DC变换器，包括Buck变换器（图1.1）、Boost变换器（图1.2）、Buck-Boost变换器（图1.3）、丘克（CUK）变换器（图1.4），这类变换器适用于升降范围窄、输入输出间无须电
11、气隔离的场合2。 图1.1 Buck变换电路 图1.2 Boost变换电路 图1.3 Buck-Boost变换电路 图1.4 Cuk变换电路1.1.2 电气隔离变换电路电气隔离型DC/DC变换器，包括反激（图1.5）、正激（图1.6）、推挽（图1.7）、半桥及全桥变换器（图1.8）等，这类变换器适用于升降范围宽、输入输出间需要电气隔离的场合3。 图1.5 单端反激变换电路 图1.6 单端正激变换电路图1.7 推挽变换电路图1.8 全桥变换电路1.2 反激变换器的发展与现状 反激变换器由于电路拓扑简洁。输出与输入电压电气隔离且不需要输出滤波电感。能高效提供多组直流输出，电压升降范围宽等特点而广泛
12、应用于中小功变换场合。传统的反激变换器。工作在硬开关状态开关损耗随开关频率的上升而增大，效率会大大降低，且由于开关管的热应力集中，会导致开关管损坏。使开关电源能够在高频下安全高效地运行，国内外电力电子界和电源技术界自70年代以来，不断研究开发谐振软开关技术。所谓“谐振软开关”指的是应用谐振原理，是开关管中的电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，是开关器件关断；或电压为零时，是开关器件开通，实现开关损耗为零。近年来，在电源开发中广泛采用了这些谐振技术，而且准谐振技术亦越来越多地应用在高效率、低成本电源中。在传统的反激式变换器当中融入准谐振技术。既可以减小开关管的开通损耗。从而提
13、高了效率、减少了EMI噪声。根据本次设计指标，论文采用了RCD箝位反激变换器可以完全达到设计指标要求1。1.3 反激变换器常用的箝位电路 反激变换器中隔离变压器起隔离作用外还起着储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。电力电子技术研究人员对此进行了大量的研究。1.3.1 有损RCD吸收电路有损RCD吸收电路
14、有两种，一种是加在变压器两端称为RCD箝位电路；另一种是加在开关管两端称为RCD缓冲电路，当然，也可以组合使用，电路拓扑如图所示。RCD箝位电路比RCD缓冲电路更适合于在反激变换器中应用。这类电路特点为：(1)电路拓扑简洁；(2)开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上，开关管漏源电压被箝位；(3)漏感能量消耗在电阻R上，变换效率较低4。 图1.9 RCD箝位电路 图1.10 RCD缓冲电路1.3.2 无源无损箝位电路1、带有反馈绕组的二极管箝位电路带有反馈绕组的二极管箝位电路拓扑如图1.11所示，该电路特点为：(1)反馈绕组N3和N1匝数相等；(2)漏感能量通过D2反馈给电网；(3)要求N
15、1和N3能全耦合，这一般难以做到。图1.11 带反馈绕组的二极管箝位电路2、双晶体管、双二极管箝位电路双晶体管、双二极管箝位电路电路拓扑如图1.12所示，特点为：(1)可以降低开关管的耐压，使每个场效应管上施加的电压幅值不超过，适合于高输入电压场合。(2)所用器件较多，间接提高成本。图1.12 双晶体管、双二极管箝位电路3、LCD箝位电路LCD箝位电路电路拓扑如图1.13所示。该电路有四种工作模式：模式(功率开关S导通与截止期间均无能量回馈到电网)；模式(功率开关S导通与截止期间均有能量回馈到电网)；模式(功率开关S导通期间有能量回馈到电网)；模式(功率开关S截止期间有能量回馈到电网)。该电路
16、的特点为：(1)变压器漏感能量和磁化能量无损地回馈到电网中去；(2)高频时较大的LC谐振电流增加了功率开关S的导通损耗，一般适用于开关频率低于几十kHz场合，以保证高变换效率。图1.13 LCD箝位电路1.3.3 有源箝位电路有源箝位电路拓扑如图1.14所示，将有源箝位开关Sc和箝位电容Cc串联组成的箝位支路，并联在变压器原边绕组两端。该电路特点为：(1)利用箝位电容Cc及MOS管输出电容和变压器绕组漏感谐振，创造主开关S、箝位开关Sc零电压开通(ZVS)的条件；(2)将变压器的漏感能量吸收并回馈到电网侧，消除了漏感引起的关断电压尖峰，功率开关承受最小电压应力；(3)降低了副边整流二极管关断时
17、的di/dt，使反激变换器在CCM模式工作时二极管反向恢复问题得以减轻或者消除，降低了整流开关损失和开关噪声。图1.14 有源箝位电路1.3.4 箝位电路性能的比较反激变换器各种箝位电路性能比较，如表1.1所示。RCD吸收电路因电路拓扑简洁，电路实现容易，广泛应用于对变换效率要求不太高的场合；有源箝位电路使反激变换器功率开关获得ZVS开关，开关频率高，但技术要求较高。因此，本文选定RCD箝位反激变换器作为机内稳压电源实现的电路方案。表1.1 反激DC/DC变换器箝位电路性能比较箝位电路性能有损RCD吸收电路无源无损箝位电路有源箝位电路归还绕组法双晶体管LCD箝位电路拓扑简洁简洁复杂中等中等电压
18、应力Uimax+(N1/N2)Uo2UimaxUimaxUimax+(N1/N2)UoUimax+(N1/N2)Uo辅助开关Sc/ZVS开关开关频率Fs中等中等中等低高电路实现易难中等中等中等1.4课题意义和主要研究内容1.4.1课题的研究意义课题研究意义为：(1)通过对RCD箝位和单端反激变换器的比较研究，旨在设计出高功率密度、高变换效率，高可靠性和多路输出的稳压电源，并为拓宽反激变换器的应用提供技术基础。(2)通过对电流控制技术的研究，提高系统的稳态和动态性能，增加系统可靠性。(3)通过仿真软件Saber对反激变换器的进行时域分析，深入理解电路拓扑，减少设计的盲目性，缩短设计周期。1.4.
19、2本文的主要研究内容本文重点研究了单端反激变换器稳态原理、参数设计准则，其次研究了反激变换器稳态原理与RCD吸收电路设计方法，还研究了电流控制技术。其主要内容分为以下六章：第一章 分析了机内稳压电源的理想电路拓扑，概述了反激变换器发展与现状。第二章 分析了电流控制技术、斜坡补偿原理及UC384X芯片原理。第三章 分析了反激变换器三种模式及RCD吸收电路的设计。第四章 研究了Saber电源仿真技术，单端反激变换器两种模式下的参数设计和RCD吸收电路的参数设计。第五章 详细论述了基于电流控制RCD箝位(CCM模式、DCM模式)、单端反激变换器Saber仿真研究，对关键器件进行选型，给出了试验结果，
20、试验结果和理论分析一致。第六章 对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。2 开关变换器的电流控制技术2.1 概述电流控制技术，由于与传统的电压控制技术相比具有一系列优点，因而越来越受到重视并得到广泛的应用。传统的电压控制技术仅以输出电压作为反馈信号，实现单闭环控制，控制过程中电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器本身等效为二阶系统，响应速度慢，稳定性差。电流控制技术以开关变换器的全部状态变量电感电流和电容电压（即输出电压）为反馈变量，在电压环基础上增加了电流内环，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器等效为一个一阶无条件的稳定系统，只有单个极点和90o相位滞后，很容易不受约束
21、地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。2.2 电流控制技术电流控制技术原理图，如图2.1所示，图中A为误差放大器，N为PWM比较器，Uref为参考电压，采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲，以驱动功率管导通，使电源回路的电流增大。电源输出电压Uo与参考电压Uref比较放大后，得到误差电压Ue。当电流在采样电阻Rs上的幅度达到Ue时，脉宽比较器的状态翻转，锁存器复位，驱动撤除，功率管截止。这样逐个检测和调节电流脉冲就可以达到控制电源输出的目的。图2.1 电流控制技术原理图电流控制技术与传统的电压控制技术相比，在电路结构上增加了一个电感电流反馈，此电流反馈就作为PWM的斜坡函数，因此不再需
22、要锯齿波(或三角波)发生器。反馈的电感电流，其电流变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化，电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接去控制功率开关通断的占空比，使功率开关的峰值电流受电流给定信号控制。2.3 电流控制技术的特点2.3.1 电流控制技术的优点(1)系统具有快速的瞬态响应及高度的稳定性。当输入电压或负载变化引起输出电压变化时，都将引起电感电流变化率的改变，使功率开关的转换时刻变化，从而控制了功率开关的占空比。这对输入电压而言，实质上是起了前馈控制作用，即输入电压变化尚未导致输出电压变化，就由内环产生调节作用。从分析整个系统的瞬态响应可看出，对于
23、电压反馈外环，电流内环相当于一个受控放大器，外环的瞬态响应速度仅决定于滤波电容和负载性质，所以整个系统具有快速的瞬态响应。根据图2.1可看出，当US超过Ue时，开关就关断，说明电流内环是一个稳定的自激振荡系统，具有高度的稳定性。对整个系统来说，滤波器LC对稳定性影响减小，二阶环节的输出滤波器(LC)降为一阶环节(C)，即对整个系统而言，除内环外，只有一个与滤波电容有关的比例积分环节和一个与负载有关的一阶或二阶环节，使得整个系统具有高度的稳定性5。(2)很高的输出电压精度。由于系统内在的快速响应及高度稳定性，反馈回路增益可比一般PWM系统的回路增益高很多，而不致造成稳定性和回路增益之间的矛盾，从
24、而使输出电压具有很高的静态精度。(3)具有内在的对功率开关电流的控制及限流能力。电感电流峰值（即流过功率开关的峰值电流）直接受误差放大器输出的电流给定信号所控制，在任何输入电压和负载的瞬态条件下，功率开关的峰值电流被限制在一给定值。由于误差放大器具有限幅特性，所以对功率开关的电流具有限流能力，最大电流正比于误差放大器的限幅值，改变限幅值可改变所限制的最大电流，使功率开关在输出过载甚至短路时得到保护。(4)具有良好的并联运行能力。由于电流控制的功能，使系统的内环如同一个良好的受控电流放大器，可获得电流的比例分配，所以使用电流控制的变换器可方便地并联工作，只需将各变换器的输出端联结在一起，采用其中
25、一个误差放大器，将其输出的电流给定信号加至每个变换器中电流内环比较器的输入端，就可实现并联，而不需其它的均流措施。(5)输入电压的调整可与电压模式前馈技术相媲美。(6)简单自动的磁通平衡功能。2.3.2 电流控制技术的缺点(1)需要双环控制，增加了电路分析和设计的难度。(2)因电流上升率不够大，在没有斜坡补偿时，若占空比大于50%，控制环变得不稳定，抗干扰性能差。(3)因控制信号来自输出电流，功率级电路的谐振会给控制环带来噪声。(4)因控制环控制电流，使负载调整率变差，在多路输出时，需要藕合电感实现交互调节。2.4 电流控制技术的斜率补偿分析当占空比大于50%时，采用电流控制技术容易发生次谐振
26、荡。其原理如图2.2所示，设为第n次开通前电流扰动信号，和分别为电流上升下降率，实线为稳定情况，虚线为加入扰动后的情况，可以推出：第n+1个开关周期电流扰动量为，当D0.5时，即时，扰动会在随后一个周期加大，造成不稳定或性能下降；图2.2 电流控制中的次谐振荡占空比大于50%时，电流的下降率大于上升率，平坦的上升率使电感电流出现一个干扰而被放大，最终导致电路不稳定。因此占空比大于50%时，必须采用斜坡补偿的方法来改善其工作特性。斜坡补偿可采用下列两种方法17。 图2.3 处加上斜坡补偿 图2.4 采样电压处加上斜坡补偿(1)误差电压Ue处加上斜坡补偿补偿原理波形，如图2.3所示。在处加入斜坡补
27、偿后，将不再发生次斜振荡。补偿斜坡的斜率等于或略大于，此时，在随后的周期电流扰动会减小到零，系统得以真正的电流模式运行，而不影响电流模式优越性的发挥。补偿斜坡可以由振荡器获得。(2)采样电压处加上斜坡补偿补偿原理波形，如图2.4所示。将补偿斜坡加在采样电阻的感应电压上，使反馈信号电压变化率增大，再与平滑的误差电压进行比较。这种补偿同样能有效地防止次谐振荡现象，使电路工作稳定。补偿斜坡也由振荡器获得。2.5 高性能电流模式控制器UC384x2.5.1 UC384X系列芯片的特点英国Unitrode公司电流控制型IC芯片UC384X(UC3842/3/4/5)系列，为单端输出式脉宽调制器。是高性能
28、固定电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器，能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周是流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。这些器件可提供8脚双列直插封装和14脚塑料表面贴装封装。UCX842有16伏（通）和10伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器。UCX843是专门为低压应用设计的，低压锁定门限为8.5伏（通）和7.6伏（断）；该系列中U
29、C3842/3的最大占空比可达100%，UC3844/5最大占空比为50%。本次设计中反激变换器输入电压变化范围为4872V，故选用UC3842芯片作为控制电路的核心芯片20。2.5.2 电流模式控制器内部框图UC384X系列芯片的内部方框图，如图2.5所示。8脚为内部供外用的基准电压，带载能力为50mA；7脚为芯片工作电压，变化范围为834V，具有过压保护和欠压锁定功能；4脚接RT、CT，确定锯齿波频率；5脚接地；2脚电压反馈，3脚电流检测，1脚误差放大器补偿端，通过内部E/A误差放大器构成电压电流闭环；6脚为推挽输出端，可提供大电流图腾柱输出，输出电流高达1A。图2.5 UC384X系列芯
30、片的内部方框图202.5.2 功能介绍1、过压保护和欠压锁定当工作电压VCC大于34V时，稳压管稳压，使内部电路在小于34V下可靠工作；而当欠压时，有锁定功能。在输入电压小于开启电压阀值时，整个电路耗电1mA，降压电阻功耗很小。一般设置自馈电的感应绕组，当开关电源正常工作后，转由自馈电供给UC384X，电流将升至15mA，在此之前可设置储能电容，推动建立电压。2、振荡频率的设置如图2.6所示，UC384X芯片8脚和4脚之间接RT，4脚和5脚之间接CT，8脚5V基准电源经RT给定时电容CT充电，UC384X的振荡器工作频率f为(2. 1) 图2.6 振荡频率的设置 图2.7 误差放大器的补偿网络
31、3、误差放大器的补偿UC384X的误差放大器同相输入端接在内部+2.5V基准电压上，反相输入端接受外部控制信号，其输出端可外接RC网络，然后接到反相输入端，在使用过程中，可改变R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。图2.7所示的误差放大器补偿网络可以稳定这种电流控制型PWM。4、电流检测和限制电流检测电路，如图2.8所示。正常运行时，检测电阻RS的峰值电压由内部误差放大器控制，满足(2. 2)式(2.2)中，VC为误差放大器输出电压、IS为检测电流。UC384X内部电流测定比较器反向输入端箝位电压为1V，最大限制电流IS=1V/RS。在RS和3脚之间，常用R、C组成一小的滤波器，用于抑
32、制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等于电流尖峰持续时间（通常为几百纳秒）。图2.8 电流检测和限制5、内部锁存器UC384X内部设置有PWM锁存器，加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出一个控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。6、图腾柱输出UC384X的输出级为图腾柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为，最大峰值电流可达，由于电路有峰值电流自我限制的功能，所以不必串入电流限制电阻。 (a) 直接驱动N沟道 (b) 隔离式驱动 (c) 直接驱动双极型图2.9 驱动电路7、驱动电路UC384X的输出能提供足够的漏电流和灌电流，非常适合驱动N沟道MOS功率晶体管，图2.9(a)为直接驱动
33、N沟道MOS功率管的电路，此时UC384X和MOSFET之间不必进行隔离。若需隔离可采用图2.9(b)所示的隔离式MOSFET的驱动电路，图2.9(c)是直接驱动双极型功率三极管的电路形式，、是加速电路，其作用是加速功率三极管的关闭，由电阻，确定输出偏置电流。8、关闭技术UC384X提供了两种关闭技术，如图2.10所示。第一种是将3脚电压升高超过1V，引起过流保护开关关闭电路输出；第二种是将1脚电压降到1V以下，使PWM比较器输出高电平，PWM锁存器复位，关闭输出，直到下一个时钟脉冲的到来，将PWM锁存器置位，电路才能重新启动。9、免除噪声的其它方法免除噪声的重要方法就是设法滤除芯片供电端Vc
34、c的高频信号和参考电源Vref的高频迭加信号。基本的方法就是从这两端分别对地接一瓷介电容，在布线中特别注意，不能有电感的成分介入，以免产生干扰，引起电路工作不稳定。10、UC384X电路的斜坡补偿UC384X是电流控制型器件，当占空比D大于50%时，由于次谐振荡及电感电流上升率平坦，容易引起不稳定，这时应考虑用斜坡补偿的方法来改善其工作特性。斜坡补偿可以采用如图2.11所示的三种电路。图2.11(a)相当于在处加上斜坡补偿，图2.11(b)、(c)相当于在采样电压处加上斜坡补偿。(a) 处加上斜坡补偿(b) 采样电压处加上斜坡补偿(c) 采样电压处加上斜坡补偿图2.11 UC384X电路的斜坡
35、补偿3 反激变换器原理及综合分析3.1 概述单端反激式变换器是在反激式Buck-Boost变换器基础上演变而来的，因此有反极性变换器的特性。在开关管导通时，将电源能量领储存在变压器中，即变压器一次侧电感LP储能。当开关管截止时，将导通期间储蓄的能量传输到二次侧负载，因此，称为反激变换器，也称为ON-OFF变换器或回扫变换器(Flyback Converter)。单端反激变换器的电路拓扑如图3.1所示。图3.1 单端反激变换器单端反激变器与单端正激变换器除了工作原理不同外，在电路结构上比单端正激变换器少了一只续流二极管和一个电感储能滤波器。没有磁复位绕组，这是因为在变换器反激期间，二次侧绕组和整
36、流对二极管构成电流回路，同时完成了磁复位功能。单端反激式变换器输出纹波电压大，电压和电流调整率低。要提高性能指标，可以增滤波电容和辅助LC滤波器，或者在其二次侧再串联一线性集成稳压器。这样势必增大体积和成本，削弱了本来具有的优点。因此，单端反激变换器多用于100W左右的小功率电源，且对电源性能指标要求不严格的场合。单端反激变换器不同工作状态等效电路，如图3.2所示（a）（b）（c）(a) S导通，L1储能 (b) S截止能量传输 (c) S截止电流断续图3.2 单端反激变换器不同工作状态等效电路3.2 单端反激变换器的稳态分析单端反激变换器的电路拓扑如图3.1所示，其变压器起双重作用，根据变压
37、器磁通的连续性将反激变换器分成电流连续模式(CCM)、电流临界连续模式(BCM)和电流断续模式(DCM)，对应的各种模式下的电感电流波形如图3.3所示，图中iL1，iL2分别为反激变换器的原副边电感电流，D为占空比，Ts为变换器开关周期6。 (a) CCM (b) DCM (c) BCM图3.3 电感L1和电感L2 电流波形3.2.1 电流断续模式(DCM)电流断续工作模式表示副边电感电流iL2在开关S关断期间已下降到零，电感电流波形如图3.3(b)所示。在一个开关周期内，原边电感电流的表达式如下：(3. 1)则在一个开关周期输入的能量为：(3. 2)该变换器一个开关周期向负载输出的能量为：(
38、3. 3)分别为输出电压和输出电流在一个周期内平均值。假定电路无内耗，可认为在开关管断开时储存在电感中的能量完全转化为输出能量，根据能量守恒定律，则对每一个开关周期有下式成立：(3. 4)即(3. 5)则：(3. 6)式(3.6)表明，变换器工作于电流断续模式时，输出电压与负载有关，负载减轻时，输出电压升高。原边电感电流峰值为：(3. 7)副边电感电流峰值为：(3. 8)其中为变压器变比。为使电路工作在DCM，需保证在S关断的时间内副边电感电流下降到零，即:(3. 9)将式(3.7)、(3.8)及变压器原副边电感关系代入式(2.9)，可得工作在DCM时反激功率变换器匝比应满足的关系：(3. 1
39、0)3.2.2 电流连续模式(CCM)电流连续模式表示副边电感电流在开关S关断期间没有下降到零，电感电流波形如图3.3(a)所示在一个开关周期内，原边电感电压的表达式如下：(3. 11)在理想条件下，根据磁通平衡原则可得：(3. 12)式(3.12)表明，输出电压的大小与负载无关。设反激变换器输出功率为P，变换效率为，则输入电流平均值为：(3. 13)输入电流峰值为：(3. 14)3.2.3 电流临界连续模式(BCM)电流临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，电感电流波形如图3.2(c)所示。这种模式下，输出电压和输出电流同时满足式(3.6)和(3.12)。将式(3.6)代入式(3.
40、12)得：(3. 15)其中Ig为临界连续电感电流。对(3.15)求极值，可得当占空比D=0.5时，临界连续负载电流达到最大值：(3. 16)将式(3.16)代入式(3.15)得：(3. 17)再将式(3.16)代入式(3.6)，得电流断续模式下的外特性为：(3. 18)3.2.4 不同模式的比较下面对反激变换器在工作于CCM和DCM模式下电流应力、外特性、原边电感量及反向恢复问题进行了分析对比。1、电流应力假设反激功率变换器输出相同功率，最大占空比D=0.5，下面将通过公式推导DCM模式下电流峰值和有效值与CCM模式下电流峰值和有效值的关系。(1)DCM模式为方便分析并不失可比性，假设DCM
41、模式时电路在输出功率为只时工作于电感电流临界连续模式，此时原边电感应满足下式：(3. 19)每个开关周期电感电流峰值为 (3. 20)将式(3.19)及占空比D=0.5代入式(3.20)可得：(3. 21)每个开关周期电感电流有效值为： (3. 22)(2)CCM模式在CCM模式下，取原边电感为变换器工作于电感电流临界连续时电感值的k倍，其表达式为：(3. 23)由流过电感的电流与加在其上的电压关系可得电感电流变化量(3. 24)将式(3.23)代入上式可得(3. 25)由图3.2(a)CCM模式电流波形关系可得(3. 26)将CCM模式下输出电压与输入电压的关系式(3.12)代入式(3.26
42、)可得(3. 27)联立式(3.25)与式(3.27)可得每个开关周期电感电流峰值和最小值：(3. 28)(3. 29)定义电感电流峰值与最小值之比为：(3. 30)每个开关周期电感电流有效值为(3. 31)(3)DCM与CCM电流关系根据式(3.21)和(3.28)可得DCM与CCM的电流峰值关系为(3. 32)根据式(3.22)、(3.31)和(3.32)可得DCM与CCM的电流有效值关系为(3. 33)由式(3.32)和(3.33)可知，在同样输出功率时，CCM比DCM模式峰值电流小得多，或者说选用相同电流容量的功率管CCM模式能输出更大的功率。2、原边电感量由式(3.15)可知，若变换
43、器设计在整个工作状态电感电流连续，Ig=Iomin，最小输出电流为临界连续电流，电感量(3. 34)若变换器完全工作于断续模式，Ig=Iomax，最大输出电流为临界连续电流，电感量(3. 35)由此可知，相同输出功率时，DCM模式比CCM模式电感量小得多，储能变压器体积也要小得多。3、反向恢复问题由图3.2(b)可知，DCM模式时变压器副边整流二极管在原边功率管再次开通前电流已下降到零，没有由于二极管反向恢复引起的振玲现象和由此引起的无线电干扰问题：CCM模式时，则存在副边整流二极管的反向恢复问题。3.2.5 反激变换器的外特性曲线如果取为纵坐标，为横坐标，根据式(3.12)、(3.17)和(
44、3.18)就可画出理想条件下不同工作模式时反激变换器的外特性，如图3.4所示。图中曲线A为临界电流连续模式下变换器的外特性；图中曲线A左边的曲线为电流断续模式下变换器的外特性；图中曲线A右边的曲线为电流连续模式下变换器的外特性。从图中可以看出，反激变换器外特性有如下特点：CCM模式：变换器输出电压与输出电流的大小无关，变换器外特性类似电压源特性且对于输入电网以及负载的变化只需较小的脉宽变化就能维持输出电压Uo的恒定。DCM模式：变换器存在很高的非线性内阻，变换器外特性类似电流源特性；由负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困难，因此DCM模式一般用于负载变化小且输出功率小的场合。图3.4 反激变换器的外特性曲线3.3 RCD箝位电路RCD箝位电路如图1.9所示，功率管S关断时，变压器漏感能量转移到电容C上，然后电阻R将这部分能量消耗掉。开关管导通过程中电容C不一定放电到零，因此功率管关断时，漏源电压上升过程中，一段时间内电容C不起作用，这有利于反激过冲7。3.3.1 RCD箝位电路的设计(1)功率管截止时，漏感能量等于电容C吸收的能量(3. 36)式中，Llk为变压器漏感、I1P为原边电感电流峰值、UDS为最大漏源电压、Ureset为电容C初始电压、Ui为输入直流电压。故(3.
