《CMOS射频线性功率放大器研究毕业设计（论文）word格式.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《CMOS射频线性功率放大器研究毕业设计（论文）word格式.doc（40页珍藏版）》请在三一办公上搜索。
1、1引言功率放大器是通信系统中非线性最强的器件之一，其非线性失真对无线通信系统产生诸多不良的影响：使输出信号星座图的实部和虚部发生偏移，使眼图的眼睛闭合，导致频谱扩展而干扰邻道信号并恶化误码率，此外，失真还使系统的数据率下降而使系统的容量降低，或使系统信道频率问距变大而使系统的频谱利用率下降。功率放大器的线性化技术可以追溯到上世纪二十年代，当时美国贝尔试验室HaroldSBlack发明了前馈和负反馈技术并应用于功率放大器的设计，成功地减少了放大器的失真。近些年来，伴随着无线通信的发展，RF功率放大器的线性化技术的研究引起了人们高度的重视，相关研究成果和论文的数量不断地增加。总的来说，改善功率放大
2、器的线性度包括工艺制程、电路类型的选择以及采用线性化技术等方面。CMOS功率放大器的设计一直是RFIC设计的瓶颈之一。本文重点研究了CMOS射频线性功率放大器的设计，论文给出了详细的分析过程。论文的组织结构如下第一章：前言。第二章：CMOS射频功率放大器概述，介绍了不同类型的功率放大器、功率放大器的性能指标等与CMOS射频功率放大器相关的内容。第三章：射频功率放大器设计基础，涉及MOS管的非线性模型、匹配、负载拉技术等设计概念和方法。第四章：功率放大器的线性化技术，从电路级和系统级两个方面介绍功率放大器设计中常用的线性化技术。第五章：结论和展望，总结了整个论文的工作，提出了论文中可以进一步完善
3、的地方。2 GMOS射频功率放大器概述射频功率放大器是无线发射机系统中的核心模块之一，要求具有一定的输出功率。随着通信技术的发展，信道容量急剧增加，许多无线通信系统都采用了幅度相位组合的调制技术，功率放大器在输出大功率时要防止发生失真，这对功率放大器的线性度提出了很高的要求。21 功率放大器分类211传统的线性功率放大器传统的功率放大器是最早出现的功率放大器的结构，依据导通角的不同可以分为A类、AB类、B类和c类。它们具有较高的线性度，在实际中得到广泛应用。在这些功率放大器中，有源器件都作为电流源，由于这四种类型的放大器仅仅是导通角有所不同，而电路结构、设计思想等都是一样的，本节把他们作为整体
4、进行介绍。工作原理图2一l(a)是通用的线性功率放大器的模型。图中RFC是理想的RF扼流圈，它具有零串联电阻及在工作频率时无穷大的电抗。Cb是隔直电容，在工作频率时具有零电抗，有源器件相当于一个理想的电压控制电流源，具有零饱和电阻。输入的余弦电压定义为(图2-1(b)： (21)式中，是栅极偏置电压，是输入信号的幅值漏极输出电流可以写成(图2-l(b) (2-2)式(2-2)中，是漏极静态电流，I对应着漏极射频信号的幅值，导通角2表示RF电流周期中器件导通的角度。此时 (2-3)角可由下式计算： (2-4) (2-5)当t=0时，输出漏极电流有最大值： (2-6)从式(2-4)可以得到以下基本
5、结论：当I时，对应于A类工作模式当时，cos0对应于AB类工作模式；当=时，cos=0, =0对应于B类工作模式；当0, 0对应于C类工作模式;输出电流i可用傅里叶级数展开如下： (2-7)式(2-7)中的直流和基波分量可从下面两个式子中得到： (2-8) (2-9)其中电流的n(n2)阶谐波成分的幅度为 (2-10)从图2-2可以看出，当导通角减小时，输出电流中直流成分是单调减小的；而输出电流中的基波分量并不是关于导通角的单调函数。而当导通角位于2和之间时，基频成分随导通角的减小而单调增加，仅当导通角小于时，基频成分才转为随导通角的减小而单调下降。当导通角位于2和之间时，高阶谐波成分中仅有二
6、阶谐波成分比较高，其它的谐波成分都很小，而且随着导通角的减小，高阶谐波成分逐渐增加。另外，当时导通角等于 (B类功放)，奇数阶谐波成分都等于0。图2-2表明随着导通角的减小，功率放大器的非线性是逐渐增加的，当导通角等于2 (A类功放)时，输出电流中除了基波频率外，没有其它的谐波成分，因此A类功放是一个理想线性放大器。以上的分析中，都假设晶体管满足强非线性条件，而忽略了晶体管的弱非线性。实际上，当输出电流中高阶谐波成分很小时，弱非线性将成为限制功率放大器线性度的主要因素。因此实际的A类功放也不是理想的线性放大器。 传统功率放大器的峰值、效率问题利用漏极基波电流的表达式(2-9)，很容易推导出最大
7、输出电压摆辐的公式： (2-11)这样，基波电流的幅值可以表达为： (2-12)峰值电流为基波电流幅值与偏置项的和，即 (2-14)化简为： (2-15)由(2-8)、(2-9)可得到漏极效率为 (2-16)从图2-3中可以看出，导通角缩小至零时，效率接近100，但是从图2-2可以看出输出功率也为零，这是因为在越来越窄的漏极电流波形中基波分量也在减少。这些综合考虑使得实际上只有得到小于100的效率才能有一定的输出功率。212非线性功率放大器开关模式功率放大器是一种高效率的功率放大器，理论上具有100的漏极效率在这种功率放大器中，驱动电压幅度足够强(过驱动)，使得晶体管相当于受控的开关，在完全导
8、通(晶体管工作于线性区)和完全截止(晶体管工作于截止区)之间瞬时切换。由于流过理想开关的电流波形和开关上的电压波形没有重叠，理想开关不消耗功耗，电源提供的直流功率都转换为输出功率，达到100的效率。依据实现思想的不同，可以将开关模式功率放大器分为D类、E类和F类放大器，通常D类功率放大器常常作为音频功率放大器，而F类功率放大器由于其结构的复杂性不适合以集成电路的方式实现。这一部分重点介绍E类功率放大器。E类功率放大器E类功率放大器最早是Nathan OSokal和AlanSokal两人于1975年提出来的。E类功率放大器的特性由它的漏极电压和电流波形来确定的。具有RFC电感的E类功率放大器的基
9、本电路如图2-4(a)所示，它的负载网络由与晶体管并联的电容C、串联电感L、调谐于基波的谐振器L0、CO和负载电阻R组成。晶体管在驱动信号的作用下相当于一个开关。E类功率放大器由于设计简单且高效率，得到了广泛的应用，功率范围从RF频段的几千瓦到微波频段的1瓦左右。为了简化E类功率放大器的分析，它的等效电路如图2-4(b)所示并引入以下假设：假设晶体管具有理想的开关特性，即开关闭合时电阻为零，开关断开时电阻无穷大，开关行为是瞬时和无损耗的；RFC扼流圈仅允许恒定的直流电流流过，直流电阻为零；串联谐振网络LC调谐于，它的有载品质因数足够高，可认为开关频率的输出电流是正弦的；除负载电阻以外电路无其他
10、损耗；使用50占空比的最佳工作模式；对无损耗工作模式需提供下述最佳条件，开关两端电压在开关闭合前回到零，并且在闭合时斜率为零： (2-17) (2-18)假设输出电流为正弦波，即 (2-19)式中。是初始相位。当开关在0处于闭合状态，通过电容的电流，结果 (2-20)在初始闭合状态i(0)=O条件下，直流电流可以定义为： (2-21) 流过开关的电流可以写成： (2-22)当开关在2断开状态，流过开关的电流i(0)=0，则流过电容的电流可以写成： (2-23)而开关两端的电压由电容的充电产生，可根据下式求得： (2-24)应用(2-17)，(2-18)给出的最佳条件，相位角可定义如下式： (2
11、-25)考虑到三角关系可以得到 (2-26)结果利用(2-21)、(2-26)得到开关两端稳态电压波形的形式如下： (2-27)使用傅里叶级数展开，确定供电电压V的表达式可写成： (2-28)结果在2间隔内，归一化的稳态漏极电压波形和0间隔内的电流波形是： (2-29) (2-30)图2-5为具有RFC电感的理想E类功率放大器的归一化特性从漏极电压和电流波形可以看出当晶体管闭合时，开关两端无电压，电流i由流过负载的正弦电流和直流电流组成，但是当晶体管断开时，电流流过并联电容C结果，电压和电流没有重叠的时刻，这意味着无功率损耗，即理想漏极效率100%。直流功率和基波输出功率相等： (2-31)直
12、流电流的值可由(2-21)、(2-26)决定： (2-32)这样输出电压的幅值可由下式求得 (2-33)峰值漏极电压V和电流I可对(2-29)(230)微分得到： (2-34) (2-35)最后可以得到与设计相关的方程式： (2-36) (2-37) (2-38)其中P表示输出功率。u 213各种功率放大器性能比较前面我们介绍了各种类型的功率放大器，包括传统功率放大器(A、AB、B、C类放大器和开关模式功率放大器(D、E、F类放大器，它们具有不同的性能，表21对各种类型功率放大器的性能进行了总结。传统功率放大器具有相对较高的增益和线性度，但效率低，而开关模式功率放大器具有很高的效率和高输出功率
13、，但线性度很差。器的线性度和效率是一对折衷的参数。22性能参数衡量功率放大器的性能参数可以分为两类，一类是由无线通信系统标准规定的性能参数，具有明确的数值要求，如最大输出功率以及带外辐射(Extraneous Emission)等参数，另一类是无线通信系统标准没有规定的参数，但通常用来比较不同功率放大器的相对性能，如效率等。本节主要讨论功率放大器常用的工程技术参数。工作频率范围f工作范围是指功率放大器在规定的失真度和额定输出功率等条件下的工作频带宽度，即功率放大器的最低工作频率至最高工作频率之间的范围，单位Hz。放大器实际的工作频率范围可能会大于定义的工作频率范围。输出功率射频功率放大器的输出
14、功率定义为功率放大器传递给给负载的带内射频信号的总功率，它不包括谐波成分以及杂散成分的功率。射频功率放大器的负载通常为天线，射频天线的等效阻抗一般为50Q。如果功率放大器的输出是一个包络为常数的正弦型信号，则它的输出功率为： (2-39)其中，V是输出射频信号的幅度，R是负载阻抗值。在发射机中，功率放大器处理的信号是经过调制后的信号，它的包络可能随着信源(随机二进制序列)的变化而变化，因此，式(2-39)计算的是功率放大器的瞬时输出功率但无线通信系统标准通常仅规定了发射机的平均输出功率，因此需要知道输出功率的统计特性，而平均输出功率兄是瞬时输出功率的统计平均： (2-40)其中， (P)为功率
15、放大器的瞬时输出功率位于P和P+dP之间的概率。如果功率放大器是理想线性的，那么 (P)由信号的调制方式和信源的概率分布函数唯一确定，但功率放大器的非线性会改变输出功率的统计特性，这时 (P)的计算就会比较复杂。计算平均输出功率的另一种办法是对瞬时输出功率在时间上平均，它可以将功率放大器的非线性效应对输出功率的影响考虑在内，这种计算办法需要较长的观察时间，通常用在计算机仿真中。功率放大器的输出功率是由无线通信系统标准规定的一个性能参数，但标准通常仅规定系统允许的最大输出功率。为了降低功耗，功率放大器的实际输出功率通常会根据通信距离以及通信信道质量进行自动调节。在绝大多数通信时段内，功率放大器的
16、输出功率会远小于最大输出功率。为了保证在最坏情况下，通信系统依然有较好的通信质量，功率放大器必须按最大输出功率进行设计和优化，但在实际工作的绝大部分时间内，功率放大器的实际输出功率远小于最大输出功率，这样功率放大器不是以最优的性能工作，会引起效率降低。效率功率放大器的效率用来衡量放大器将电源消耗的功耗转化为射频输出功率的能力。无线通信系统标准没有对效率做出规定，但它是衡量功率放大器性能的一个主要参数。效率有两种不同的定义方式，一种是功率附加效率(Power-Added Efficidency)，其定义式为： (2-41)其中，P是放大器输出到负载上的射频输出功率，P是放大器的驱动信号功率，而昂
17、c是电源上消耗的功耗。另一种是漏极效率，定义为RF输出功率与DC输入功率之比，即 (2-42)漏极效率反应了有源器件所消耗的功耗与电源消耗的功耗的比值。漏极效率仅考虑了电源上的直流功耗转化为射频输出功率的能力，而功率附加效率将功率放大器的驱动信号功率也考虑在内，因此功率增加效率能更准确的反应功率放大器的效率性能。功率增益G功率增益G定义为输入输出端口良好匹配的情况下，输出功率与输入功率的比值。单位常用dB。功率增益的定义为： (2-43)归一化的功率输出能力归一化的功率输出能力也称为功率利用因子(Power Utilization Factor：PUF),是用来衡量功率放大器是否充分发挥了晶体
18、管输出功率潜能的一个性能参数，它定义为功率放大器的实际输出功率与利用同一晶体管构成的理想A类功率放大器输出功率的比值。在选择功率放大器的工作类别时，功率利用因子是要考虑的一个重要因素。某些类型的功率放大器具有很高的效率，但它的功率利用因子很低，这会限制它们的实际应用。如C类功放在导通角为0时，效率达到l00，但输出功率也降为0，很明显，这种功放是没有任何用处的。由于Ic工艺技术尺寸缩小的趋势降低了击穿电压，所以归一化的功率传输能力变得尤为重要。 (2-44)其中P为功率放大器的实际输出功率。线性度现代无线通信系统采用了各种各样的调制方式，而调制方式不同，对功率放大器的线性度就有不同的要求。从射
19、频设计的角度看，调制方式可以分为两种不同的类型：恒包络调制方式和非恒包络调制方式非恒包络调制方式包括tt4-DQPSK、OQPSK等，它们的包络是变化的，包络中携带有信息，因此功率放大器必须具有足够的线性度，保证射频信号仅被线性放大；而恒包络调制方式包括GFSK、GMSK等，它们的包络是恒定的，信息仅包含在信号的相位上，这种调制方式可以使用高效率的非线性功率放大器。在数据率一定时，恒包络调制方式会占用更宽的带宽。因此在选择系统的调制方式时，要在功放的线性度，效率和信道容量之间进行折中考虑。为了估算功率放大器的非线性特性，首先考虑有源器件的传输函数，形式如下：i=f(v) (2-45)式中，f是
20、漏极输出电流，v是栅极和源极的输入电压。可使用幂级数的方法进行分析。假设非线性非常弱，使得幂级数收敛。这样转移特性能近似的用它的偏置电压K的泰勒级数展开来近似，泰勒级数表达式如下： (2-46)非线性特性可用双音激励测试信号来决定，这种双音测试信号频率上稍有间隔，一般情况下，具有不等的幅度，这种信号有如下的形式： (2-47)将上式代入式(2-46)中，输出信号用泰勒级数展开，相同频率合并后可以写成下式：从上述有源器件的转移函数的泰勒级数展开式可推导出以下结论：器件偏置点的变化直接比例于转移函数二阶导数(一般情况下是偶阶导数)；偶次谐波分量是器件转移特性曲线中的偶阶导数项作用的结果，而奇次谐波
21、分量是器件转移特性曲线中奇阶导数项作用的结果；一阶混合产物(和产物和差产物)的产生是以器件转移特性的偶阶导数存在为前提的；三阶或更高阶的产物是以器件转移特性曲线的奇阶导数决定的； 由转移特性曲线的二阶导数(幅度的二次方)决定的失真称为二阶互调失真，由转移特性曲线的三阶导数决定的失真称为三阶互调失真。从上式可以看出，输出电流的基波、二次谐波和三次谐波或互调分量的振幅值分别依赖于输入电压的一次方、二次方和三次方。结果，线性项、二阶项和三阶项频率分量的输出功率电平分别显示出输入信号电平改变ldB时输出改变ldB、2dB和3dB的行为。进一步分析表明，n阶输出分量同样随输入信号功率改变ldB而改变nd
22、B的行为。这些交调分量会与与谐波分量在截断点交叉。如图2-6。对于任何直线，可以写出如下的方程式： (2-49)式中P表示n阶互调分量，P是可以进行估算的常数。线性基波输出功率等于： (2-50)上式可以写成: (2-51)在截断点IP有 (2-52)由上式可以得到下式： (2-53)这样， (2-54)上式可用于估计输入功率低于饱和所需要输入功率时的基波功率、n阶分量P输出功率与n阶截断点IP之间的关系。例如二阶谐波分量P和三阶互调分量P可以从下述方程式中进行估算： (2-55) (2-56)ldB压缩输出功率点可由下式求得: (2-57)ACPR在测量电路的三阶交调点时，常采用two-to
23、ne测试方案，但这种测试方案不能衡量采用复杂数字调制方式的发射机的非线性，因此需要引入一个新的线性度参数，它就是相邻信道功率比ACPR(Adjacent Channel Power Ratio)，它是发射机在相邻信道某一频率的一定带宽范围内引入的信号功率与发射机本身信道内的总信号功率的比值，它可以衡量发射机因非线性对相邻信道所产生的干扰。n 采用CMOS工艺设计功率放大器面临的挑战 击穿现象在MOS器件中，功率放大器中允许应用的电压有四个主要的限制：漏(或源)二极管的齐纳击穿、漏源问的穿通、与时间有关的电解质击穿(TDDB)以及栅氧击穿。漏区和源区都进行重掺杂以降低它们的电阻率，因此它们与衬底
24、间形成的二极管具有较低的击穿电压。漏源间的穿通发生在当漏极电压很高以至足以引起漏极附近的耗尽区一直延伸到源极，从而消除了沟道，电流的流动不再受栅极电压的控制。与时间有关的电解质击穿是高能量载流子造成栅氧破坏的结果。在现代短沟器件，在高电场的作用下，载流子(主要是电子)有可能被加速到很大的能量足以使他们在栅氧中形成陷阱，任何在陷阱中被捕获的电荷就会使器件阈值偏移。在NMOS晶体管中，阈值增加，在同样的栅电压下漏极电流变小，PMOS晶体管情况相反。与时间有关的电解质击穿有积累效果，限制了器件的使用寿命。栅氧化层击穿是由于MOS晶体管中的栅氧化层只能承受一定的电场强度，当栅氧化层上的电压增加到一定程
25、度时，氧化层中的电场超过了氧化层所允许的最大电场强度，导致栅氧化层发生击穿。栅氧的严重破坏会引起栅与沟道间不可逆转的短路。随着工艺尺寸的不断缩小，栅氧的破坏将决定功率放大器中最大的允许的电源电压。MOS晶体管跨导对于短沟道MOS晶体管而言，当速度饱和时，晶体管的跨导与电流比为： (2-58)对于双极型晶体管而言，这个比率为l/V，其中热电压V=26mV，相比之下,MOS晶体管的过驱动电压V通常是几百mV，MOS晶体管单位电流下的跨导要远远低于双极型晶体管。这样，为了输出一定的漏极电流，要么增加输出级晶体管的尺寸，要么增加驱动级输出电压的幅度，这两种方法都会增加驱动级的功耗，从而降低功率放大器的
26、效率。漏极电流的三阶非线性与输入电压的立方成正比，增加驱动级输出信号的幅度同样会降低功率放大器的线性度。衬底问题采用CMOS工艺来实现功率放大器所遇到的另一个问题是衬底耦合和衬底损耗问题。功率放大器的输出功率很大，通过衬底耦合，功率放大器产生的强信号很容易耦合到其它的电路模块中。对于低噪声放大器、混频器来说，这些耦合过来的强信号会对电路操作带来干扰，严重的还会使得这些电路模块出现饱和；而对于振荡器来说，强信号耦合会引起频率牵引效应，振荡器的频率会受到耦合过来的强信号的牵引而发生偏移。为了降低衬底耦合，除了不将功率放大器和其它易受干扰电路集成在同一芯片上之外，另外的办法是采用有效的隔离措施并减小
27、功率放大器耦合到衬底的信号强度。村底损耗是限制所有射频电路性能的一个主要因素。由于衬底损耗的存在，片上集成电感的品质因子都较差。由于射频电路中大量使用电感元件，低品质因子的电感会严重影响射频电路的性能。对于功率放大器来说，低品质因子的片上电感会限制放大器的增益，增加放大器消耗的电流，降低放大器效率，而且当输出功率很大时，电感的寄生损耗也直接降低了功率放大器的输出功率能力和效率。与其它工艺技术相比，CMOS工艺的衬底具有更低的电阻率，因此衬底耦合和衬底损耗问题更严重，这是采用双极型工艺或者GaAs工艺可以制作更优性能的功率放大器的另一主要原因。Knee电压影响在设计PA时，常使用负载线匹配方法。
28、晶体管所能承受的最高电压V受到晶体管击穿电压的限制，而最小电压则受到Knee电压的限制。Knee电压将晶体管的工作划分为线性区和饱和区，Knee电压常定义为晶体管漏极电流达到晶体管允许的最大电流Imax的某一比例(如95)时的V值。采用负载线理论设计功率放大器时，优化的负载值为： (2-59)图27给出了功率晶体管和普通的深亚微米晶体管的I-V曲线。从图中可以看出，传统功率晶体管的Knee电压相比于其可以承受的最高电压来说是很小的一个值，因此可以将它的Knee电压近似认为为0；而对于深亚微米晶体管来说，它能承受的最高电压随着特征尺寸的减小而逐渐下降，但由于短沟道效应的影响，Knee电压则越来越
29、高，因此导致晶体管的工作区间大大缩小，如果仍然不让晶体管进入线性区工作，优化的负载阻抗值将减小，为了维持相同的输出功率，输出级的电流必须增加，引起输出晶体管由于电流过大可导致的设计问题。24本章小结本章主要介绍了与功率放大器相关的基本知识，比较了各类功率放大器的性能，介绍了功率放大器技术指标，指出了CMOS工艺在功率放大器设计中所面临的挑战，这些都是进行功率放大器设计之前所要了解的基本内容。3.射频功率放大器设计基础射频功率放大器的设计包含两个层面的要点：首先，在设计功率放大器时，处理更多的是大信号的非线性的问题，不同于通常的运算放大器等模拟电路的设计；另一方面，它属于射频电路的设计，需要注意
30、高频引起的电路设计问题。本章介绍了射频功率放大器设计中所涉及的基本问题和设计方法31 晶体管非线性模型晶体管的非线性可以分为弱非线性和强非线性两种类型，弱非线性是由晶体管的高阶非线性效应引起的，所产生的交调失真很小，可以用如下的功率序列进行分析： (3-1)a(i=1,2,3.) 是晶体管的高阶菲线性系数，它与晶体管的偏置电压以及输入信号和输出信号的功率有关。当输入信号的功率的很小时，可以用截断后的序列(如只考虑三阶)来分析直流工作点附近小信号范围内晶体管的非线性特性。该功率序列只考虑了信号传输的幅度特性而没有考虑信号传输的相位特性，如果考虑相位特性，可使用Volterra。但用功率序列和Vo
31、lterra序列分析功率放大器会受到一定的限制，这是由于功率放大器处理的都是大信号，放大器通常工作在压缩点附件，晶体管会发生截止或者饱和等强非线侄行为，而且，考虑到处理的是大信号，仅考虑低阶非线性(如仅考虑二、三阶非线性)而忽略更高阶的非线性会引起很大的误差。在大信号情况下，五阶甚至更高阶非线性对功率放大器的压缩效应都有很大的影响。强非线性效应是指由于晶体管发生截止或者饱和等限幅行为所引起的波形失真。图31给出了一个MOS晶体管的I-V传输特性(实线)。当栅源电压小于一定值时，晶体管截止，漏极电流为O；而当栅源电压大于一定值时，晶体管漏极电流达到最大值，进一步增加栅源电压并不会引起晶体管漏极电
32、流的进一步增加，在这两个区间之问，晶体管的I-V特性是理想线性的。另一种更接近现实情况的模型是将弱非线性模型和强非线性模型结合起来表示晶体管的非线性行为，如图31的虚线所示。它不同于理想强非线性行为的地方在于，在晶体管的饱和和截止之间的区间，晶体管的I-V曲线不是理想线性的(直线)，而是用三阶功率序列表示的弱非线性行为，这种模型称为晶体管的强弱非线性模型。32 功率匹配与负载匹配在小信号电路中，最大功率传输的条件为负载阻抗与源阻抗共轭，称为功率匹配，这时负载上得到的功率达到最大。但功率匹配时源阻抗上消耗了同负载阻抗上一样的功率，所以效率仅为50。功率放大器不能应用功率匹配原理。原因之一是功率放
33、大器的输出功率很大，当放大器的效率最大仅能达到50时，放大器会消耗很大的功耗，这不仅会缩短电池的使用寿命，而且会产生大量的热量，带来散热问题。功率放大器的设计一般都采用负载线匹配.为了说明功率匹配和负载线匹配的区别，我们来考虑一个简单情况。信号源为理想电流源I和内阻R的并联，负载阻抗为R，为了满足功率匹配条件，要求R= R，负载上得到的功率为1(4I R)，而理想电流源消耗的功率为1(2 I R)，因此效率仅为50，另一半的功率被信号源的内阻消耗了。满足功率匹配条件时，信号源上的电压为1(2Is R)。如果不考虑信号源的物理限制，功率匹配确实可以使负载得到最大的功率。但是信号源通常受到最大承受
34、电压V和最大输出电流I的限制，这和晶体管作为电流源具有相同的情况。当信号源的输出电压受限时，信号源可能仅能输出很小的电流，负载上能得到的功率将很小，如图3-2(a)线所示。在另一种极端情况下，信号源可能会遇到最大输出电流的限制，这时信号源上的电压会很小，负载上得到的功率也会很小，如图3-2(b)线所示。为了充分利用信号源提供功率的能力，优化负载是使信号源同时达到最大承受电压和最大输出电流的限制条件，如图3-2(c)线所示，这时 (3-2)称为负载线匹配条件。在信号源受到最大承受电压和最大输出电流的限制时,载线匹配可以使负载上得到最大功率。在功率放大器中，晶体管的输出电流和承受电压都受到器件特性
35、的限制，因此负载线匹配在功率放大器的设计中得到广泛的应用。33 功率放大器的负载拉特性通常在设计功率放大器时都假定负载是一个50的纯电阻，但实际中负载很少是纯电阻性的。为了说明一个变化的负载对所传送功率的影响，可以系统地改变负载阻抗中的实部和虚部，然后在Smith圆图上画出恒定输出功率的等值线。这些等值线合起来称为负载拉图为了得到负载拉图的近似形状。假设输出晶体管的工作情况在它摆动的全过程作为一个理想的控制电流源并假设放大器工作在A类模式，于是负载电阻与电源电压有关且峰值漏极电流如下： (3-3)相应的输出功率为： (3-4)现在如果负载阻抗的数值小于这个电阻值，那么输出功率就是由电流I所限制
36、。因而在这一电流限制的情况下传送到负载的功率就是： (3-5)式中，R是负载阻抗的电抗部分。峰值漏极电压是峰值漏极电流和负载阻抗数值的乘积： (3-6)用公式(3-3)代替上式中的峰值漏极电流得到： (3-7)为了保持线性工作，V的值必须不超过2V，这一要求限制了电抗负载部分的数值： (3-8)这一公式的含义如下：对于小于R的负载阻抗数值，峰值输出电流限制了功率；在阻抗平面上恒输出功率的等值线就是电阻R为常数的曲线，直到公式(3-8)电抗极限时为止。如果负载阻抗的数值超过了R，那么所传送的功率由电源电压限制-在这一电压摆幅限制的情况下，比较方便的是考虑负载的导纳而不是负载的阻抗，所以所传送的功
37、率为： (3-9)式中，G是输出负载导纳的电导部分采用与前面类似的方法，我们计算漏极电流为： (3-10)式中，B是输出负载导纳中的电纳部分。公式(3一l0)中漏极电流可以具有的最大值为： (3-11)把公式(3-11)代入公式(3-10)并求解这个不等式得到： (3-12)上面这个公式的含义为：当负载阻抗的数值大于R时，恒功率等值线是电导G为常数的曲线，直到电纳的值达到公式(312)给出的值为止。这两个阻抗区域的等值线一起构成了负载拉图。34集中参数的阻抗匹配阻抗匹配意味着从源传送给负载提供最大的RF功率。在多级功率放大器中往往要进行输入、输出及级间的阻抗匹配或变换。本节介绍基本的集中参数的
38、阻抗匹配或变换的方法u L形匹配L形匹配是最简单的匹配网络，这种匹配电路的变换特性可使用RX电路的并串等效电路来分析。让图3-4(a)中R和X是阻抗并联的电阻和电容图3-4(b)中的R和X是阻抗Z= R+j X中串联的电阻和电抗。如果= Z，这两个电路在一些频率范围内是等效的。 (3-13)可以解得如下: (3-14) (3-15)式中是品质因数，在等效的情况下，串联和并联电路的品质因数是相等的。L形匹配只能指定中心频率、阻抗变换比率以及Q值这三个变量中的两个，了得到第三个自由度，要采用其它阻抗变换网络。342 Pi形匹配可以将这个匹配网络看成两个L形匹配串联在一起，一个向下变换，一个向上变换，这里我们有三个自由度，可以独立的指定中心频率、阻抗变换比率以及Q值(带宽)。图 3-5 几种应用广泛的Pi形匹配及其相应的方程343 T形匹配万形匹配是以特定方式通过串联两个L形部分得到，把L形部分连接成另一
