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1、硕士学位论文UPS系统中PFC整流与三电平逆变器的研究A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the Requirements For the Degree of Master of EngineeringA Study of PFC Rectifier and Three-level Inverter on UPS SystemCandidate :Li LiangMajor :Power Electronics and Electric DriveSupervisor:Prof. Kang Yong Prof. Duan Shanxu Hu
2、azhong University of Science and TechnologyWuhan, Hubei P.R. China 430074April, 2006独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名： 日期： 年 月 日学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留并向国家有关
3、部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密 ，在_年解密后适用本授权书。本论文属于 不保密。（请在以上方框内打“”） 学位论文作者签名： 指导教师签名：日期： 年 月 日 日期： 年 月 日摘 要UPS广泛应用于国民经济的各个领域。本文是针对UPS系统中PFC整流和三电平逆变器的研究。本文PFC采用平均电流控制芯片LT1248，论述了其工作原理，采用了双Boost的新型拓扑，阐述了功率和控制电路的设计方法。推导了电流内环、电压外环的小信号模型
4、，采用串联校正设计了补偿网络。补偿后的电流环增加了内环的带宽，加大了高频段的衰减，抑制了开关噪声，提高了内环的动态性能；补偿后的电压环减小了外环带宽，加大了中频段的衰减，抑制了输出电压次谐波干扰，提高了外环的稳态性能。经过仿真和实验验证，UPS输入端的功率因数提高到90以上。本文对三电平逆变器的拓扑和控制做了分类。介绍了功率和控制电路的设计方法。比较了单相SPWM各方法的特点。推导了三电平单相逆变器的数学模型，采用了极点配置PID瞬时值反馈的控制策略，论述了PID串联校正的设计方法。仿真分析了参数的取值不同对系统的影响，得出在系统截止频率要求范围内，越大，系统稳态、动态性能越好的结论。分析了P
5、ID瞬时值反馈稳态精度不佳的原因，增加了均值PI外环，使输出电压幅值无静差。本文还对数字化PID做了论述，比较了位置式和增量式算法的特点和适用范围，给出了算法流程图。通过仿真和实验验证，逆变器具有良好的稳态和动态性能。本文针对三电平逆变器的中点平衡问题，分析了中点波动的成因和危害，采用了针对三相SPWM控制的载波浮动的中点平衡控制策略，并论述了PFC母线平衡控制与逆变器直流偏磁控制对于中点平衡的作用。关键词：三电平 逆变器 PFC PID 极点配置 双环 LT1248AbstractUPS is widely used in many applications. This dissertati
6、on researches on PFC rectifier and three-level inverter of UPS system.PFC adopts the chip LT1248 with mean current controlling method. The working principle is noted. A novel double Boost topology is proposed and the designing method of power and control circuit is illustrated. The thesis induces th
7、e small signal mode of current and voltage loop. Based on that, a compensative network is designed in series. The compensated current loop increases the band width and attenuation in high frequency period. The noise of switch is restrained and the dynamic characteristic improves. The compensated vol
8、tage loop decreases the band width and increases the attenuation in middle frequency period. The second harmonic wave is restrained and the steady-state characteristic improves. Through simulating and experiment, the power factor reaches at 90% above.The topology and controlling method of three-leve
9、l inverter is classified in this paper. The designing method of power and control circuit is introduced. The math mode of three-level single phase inverter is induced after comparing of varies of SPWM methods. The control scheme which uses PID instantaneous feedback control with pole assignment is e
10、xplained. The parameters have different effects on system when their values differ. A conclusion comes out, which expresses the bigger values, the better performance below the systemic cut frequency. Then this PID feedback methods shortcoming is announced which is bad for the system steady-state pre
11、cision. To solve this problem, the system adds another PI mean value loop outside. Furthermore, this thesis focuses on the realization of PID digital control. A comparing of location method and increment method shows the different traits and different applications. Arithmetic flows are made for both
12、 methods. Through simulating and experiment, it shows that the inverter has satisfied steady-state and dynamic characteristics.The dissertation illustrates the neutral point balance problem of three-phase inverter. The cause and harm of the neutral point fluctuating is analyzed and a strategy which
13、uses the floating carrier to three-phase SPWM controlling is proposed. In addition, the PFC bus balance control and the invert magnetism compensation is used to control the neutral point balance.Keywords: three-level inverter PFC PID pole assignment double-loop LT1248目 录摘要IAbstractII1 绪论1.1 选题的目的和意义
14、(1)1.2 UPS技术综述(1)1.3 PFC整流技术综述(4)1.4 三电平逆变器技术综述(8)1.5 本文的主要研究内容(12)2 PFC系统的分析与设计2.1 采用LT1248控制PFC整流电路的工作原理(14)2.2 双boost电路的新型拓扑(16)2.3 硬件系统的分析与设计(18)2.4 控制系统的分析与设计(24)2.5 仿真分析和实验结果(38)2.6 本章小节(40)3 三电平逆变器的分析与设计3.1 三电平逆变器的工作原理(42)3.2三电平逆变器单相控制模型的建立(46)3.3硬件系统的分析与设计(49)3.4 控制系统的分析与设计(52)3.5 数字化PID算法的实
15、现(63)3.6 仿真分析和实验结果(66)3.7 本章小节(70)4 三电平逆变器中点平衡问题分析4.1 中点波动的成因(71)4.2 中点电位不平衡的危害(72)4.3 中点平衡的控制策略(72)4.4 本章小节(77)5 全文总结5.1 本文工作总结(78)5.2 本文工作的不足和今后工作的展望(79)致谢(80)参考文献(81) 附录：攻读学位期间发表的论文目录(85)1 绪论1.1 选题的目的和意义电力电子技术蓬勃发展至今，各种各样的技术手段层出不穷，给人们的生产、生活等各个领域带来了翻天覆地的变化。大到大型的风力发电站、光伏发电系统和直流输电网络，小到手机充电器、荧光灯电子镇流器和
16、笔记本电脑的适配器等，无不渗透着电力电子技术。其中，UPS技术密度大，应用范围广，是目前市场中份额较重，价格较高，技术研发难度较大的产品之一。UPS技术属于交直交的电能变换，以为用户提供恒压恒频的交流电为最终目的，在确保用户供电不中断的情况下，保证用户取用电能的质量并将用户对电网波形的影响降到最低1-4。UPS技术是多种电力电子技术的结合，其中包括前端ACDC的功率因数校正，后端DCAC逆变波形的生成，旁路部分的切换及检测等。在大容量的UPS系统中，为了满足系统的灵活性和经济性，一般采用模块化设计方案，这又涉及到并联控制，各模块之间的同步等诸多问题。另外，为了操作的方便，一般的UPS产品都集成
17、了完善的监控系统，用来完成数据和指令的通信、显示等附加功能。随着目前网络的飞速发展，也给UPS带来了新的发展机遇，监控系统再也不局限在本地，而是使每个UPS有一个Internet上独立的IP地址，远程用户只要能够上网，就能完成控制异地UPS的开关机、检测等多种工作，这又涵盖了网络协议、硬件SNMP卡、上位机监控软件等的研发。可以说，UPS系统涉及的面非常广，本论文主要研究的是UPS系统中PFC整流和三电平逆变器。1.2 UPS技术综述1.2.1 UPS的定义及特点UPS的英文全称是Uninterruptible Power Supply，意为不间断电源系统，即UPS是一种能为负载提供连续电能的
18、供电系统。它的产生完全是当代社会计算机技术、信息技术以及相关产业飞速发展的必然结果。随着计算机在各行各业中的广泛应用，越来越多的重要数据、图像和文字要由计算机来处理和存储，如果在工作中间突然停电，计算机内随机存储器中的数据和程序就会丢失或损坏。更为严重地是，如果此时计算机的读写磁头正在工作的话，极易造成磁头或磁盘的损坏。假如这些数据是银行清算系统或证券交易系统等中的数据的话，后果将更不堪设想。同时，电网中的一些强脉冲尖峰、高能浪涌等干扰也会引起计算机的误操作而造成不必要的损失。另外，计算机内部的滤波电容放电只能维持计算机工作810ms的时间，如果超过这个时间，计算机就近入自检重启状态。为了避免
19、出现这些情况，必须设计一种电源系统，它能在停电后l0ms以内恢复对负载的供电，这就是近年来出现并被广泛使用的UPS系统。UPS做为计算机的重要外设，已从最初的提供后备时间的单一功能发展到今天提供后备时间及改善电网质量的双重功能，在保护计算机数据、改善电网质量、防止停电和电网污染对用户造成危害等方面起着很重要的作用5-7。UPS有以下几个显著特点：(1)供电可靠性高由于UPS为负载提供了主、备两套供电系统，而且备用电源和主电源通过静态开关进行切换。由于切换时间极短且主、备电源始终保持锁相同步，故停电时从负载侧看来，电源没有丝毫的中断。这就为负载连续、可靠地运行提供了强有力的保障。(2)供电质量高
20、由于采用了微机控制的电子负反馈电路，输出电压稳定度较高，达0.52。同时，又由于UPS利用石英晶体振荡来控制逆变器的频率，故输出频率稳定，稳定度可达0.010.5，电压失真度也较小（电压畸变小于1时，不存在谐波失真的问题）。(3)效率高，损耗低由于UPS中的逆变器采用了PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）技术，因此它具有开关电源的一系列优点。通过精确调整脉冲宽度，可保证功率稳定输出。同时，开关管在截止期间没有电流流过，故自身损耗小，其供电效率可达90以上。(4)故障率低，维护容易由于采用了微处理器监控技术和先进的IGBT（Insulated Gate Bipol
21、ar Transistor，绝缘栅双极晶体管），驱动型SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦波脉冲宽度调制）技术等，目前UPS可靠性已达到了极高的水平。1.2.2 UPS的分类目前，市场上UPS品牌和种类繁多，但可从电路主结构、后备时间、输入/输出方式、输出波形和输出容量等五个方面对其进行分类，其中按电路主结构进行分类是目前最常用的分类方法8-10。(1)后备式UPS早期的后备式UPS在市电供电正常时，市电直接通过交流旁路和转换开关向负载供电，交流旁路相当于一条供电回路，逆变器不工作，此时供电效率高但质量差。近年出现的后备式UPS往往在交流旁路上配置
22、了交流稳压电路和滤波电路加以改善。当市电异常（市电电压、频率超出后备式UPS允许的输入范围或市电中断）时，后备式UPS通过转换开关切换到由蓄电池提供电能的状态，逆变器进入工作状态，此时输出波形为交流正弦波或方波。后备式UPS存在切换时间，一般为410ms，但对一般的计算机设备的工作不会造成影响。由于后备式UPS工作时输出波形大都为方波，供电质量相对较差，只适用于要求不高的场合，并且功率一般都较小，多在2kw以下。但后备式UPS产品有着价格优势，比较便宜，适合于小型办公企业和家庭用户使用。(2)在线式UPS在线式UPS一般采用双变换模式。当市电正常时，在线式UPS输入交流电压，通过充电电路不断对
23、蓄电池进行充电，同时AC/DC电路将交流电压转换为直流电压，然后通过脉冲宽度调制技术，由逆变器再将直流电压逆变成交流正弦波电压并供给负载，起到无级稳压的作用。而当市电中断时，后备蓄电池开始工作，此时蓄电池储存的电能通过逆变器变换成交流正弦波或方波并供给负载，因此无论是在市电供电正常时还是在市电中断、由蓄电池逆变供电期间，逆变器始终处于工作状态，这就从根本上消除了来自电网的电压波动和干扰对负载的影响，真正实现了对负载的无干扰、稳压、稳频以及零转换时间。在线式UPS的这种特点使它比较适合于用外加蓄电池或加装优质发电机的方法改装成长时间不间断供电的系统。在线式UPS输出多为正弦波，电压和频率比较稳定
24、，所以多用在供电质量要求很高的场所。(3)双逆变电压补偿在线式UPS双逆变电压补偿技术也称为Delta技术，它成功地将交流稳压技术中的电压补偿原理运用到UPS的主电路中。当市电正常时，两组逆变器只对输入电压与输出电压的差值进行调整和补偿，逆变器承担的最大功耗仅为输出功率的20，所以功率强度很小，功率余量大，这就增强了UPS的输出能力和过载能力，不再对负载电流波峰系数予以限制，可从容地对付冲击性负载，也不再对负载功率因数进行限制，输出有功功率可以等于标定的kVA值。总而言之，Delta技术的运用不仅弥补了原来在线式UPS的不足，还使得UPS的许多主要指标有了新的突破。(4)在线互动式UPS在线互
25、动式UPS是介于后备式UPS和在线式UPS工作方式之间的UPS设备，它集中了后备式UPS效率高和在线式UPS供电质量高的优点。在线互动式UPS的逆变器一直处于工作状态，具有双向功能：当市电正常时，UPS的逆变器处于反向工作状态，给蓄电池组充电，起充电器的作用；当市电异常时，逆变器立刻转入逆变工作状态，将蓄电池组的直流电压转换为交流正弦波并输出。在线互动式UPS也有转换时间，但比后备式UPS短，保护功能较强。另外，它还采用了铁磁谐波变压器，在市电供电时具有较好的稳压功能。由于充电器与逆变器共用一个模块，在给蓄电池组充电时，由逆变器产生的高频成分很难被滤掉，充电效果不是非常令人满意，因此不适合作长
26、延时的UPS。在线互动式UPS的价格远远低于在线式UPS，而只比后备式UPS价格稍高。因此也是一种适合小型办公或家庭使用的UPS。1.3 PFC整流技术综述1.3.1 PFC整流技术的基本原理有源功率因数校正APFC(Active Power Factor Correction)的基本电路由两大部分组成：主功率电路和控制电路，如图1.1所示。其基本思想是：将输入的交流电压进行全波桥式整流，对得到的整流直流电压进行DCDC变换。通过相应的控制（PWM调制）使输入电流平均值自动跟随全波整流电压基准，呈正弦波形，且相位差为零，使输入阻抗呈纯阻性，从而使功率因数趋近于11112。 图1.1 有源功率因
27、数校正的基本电路 图1.2 经过PFC的输入电压、电流波形从原理上讲，任何一种DCDC开关变换器拓扑，如Buck、Boost、Flyback、Sepic、Cuk变换器都可用作PFC的主功率电路。而升压式(Boost)变换器由于具有电感电流连续、储能电感也兼做滤波器可抑制RFI和EMI噪声、电流波形失真小、输出功率大及共源极、驱动电路简单等优点，应用于PFC更为广泛1314。现有的PFC电路一般都采用双环控制，内环为电流环，用来实现DCDC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同；外环为电压环，可保持输出电压稳定，从而使DCDC变换器输出端成为一个直流电压源1516。图1.2给出了经过校正的输入电
28、压与电流波形。由图可见，输入电流经PWM脉冲宽度调制，使原来呈脉冲状的波形，被调制成接近正弦（含有高频纹波）的波形。在一个开关周期内，当开关导通时，电感电流等于开关导通电流。当开关关断时，流过开关的电流为零。含有高频纹波的输入电流，经过低通滤波网络，取每个开关周期内的平均值，则可得到较光滑的近似正弦波。1.3.2 PFC整流常用方法分类(1)峰值电流控制峰值电流控制的输入电流波形如图1.3所示，开关管在恒定的时钟周期导通，当输入电流上升到基准电流时，开关管关断，等到下一个时钟周期开始，开关管又自动导通。因为不用依靠检测输入电流的跌落值来判断开通时间点，所以可以用开关管电流来做为检测电流。 图1
29、.3 峰值电流控制的输入电流波形 图1.4 峰值电流控制的系统控制图图1.4是峰值电流控制的系统控制图，图中，开关管T的电流或者输入电流Iin被检测，所得信号IinRs送入比较器。电流基准值由乘法器输出Z供给，ZXY。乘法器有两个输入，一个为X，是输出Uout/h与基准电压Vref之间的误差信号；另一个输入Y为电压Uin检测值Uin/k，Uin为输入的正弦电压的全波整流值。当电感电流峰值按工频变化，从零变化到最大值时，占空比逐渐由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5；因此有可能产生次谐波振荡。为了防止此现象的发生，必须在比较器的输入端增加一个斜率补偿函数(slope
30、compensation)或称斜坡补偿函数。以便在占空比变化范围内，电路能稳定工作。峰值电流控制的优点是实现容易，可实现恒频工作，开关电流定额小，电流有效值小，EMI滤波器小。但缺点较多：l 电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足THD很小的要求；l 电流峰值对噪声敏感；l 占空比大于0.5时系统产生次谐波振荡；l 需要在比较器输入端加斜坡补偿器。故在PFC中，这种控制方法趋于被淘汰。(2)滞环电流控制滞环电流控制的输入电流波形如图1.5所示，开关导通时电感电流上升，上升到上限阈值时，滞环比较输出低电平，开关管关断，电感电流下降；下降到下限阈值时，滞环比较输出高电平，开关管导通，电感电流上升，
31、如此周而复始的工作，其中取样电流因为要确定开关管导通、关断两个比较点，所以只能取电感电流。图1.5 滞环电流控制的输入电流波形 图1.6 滞环电流控制的系统控制图图1.6是滞环电流控制的系统控制图，它与峰值电流控制的差别是：只能用电感电流做为电流检测量；且在电流比较器与驱动电路之间多了一个滞环逻辑控制器(hysteretic logic controller)。滞环逻辑控制器的特性与matlab中的relay模块的特性一样，有一个电流滞环带(hysteretic band)，所检测的输入电压经分压后产生两个基准电流：上阈值与下阈值。当电感电流达到基准下阈值imin时，开关Tr导通，电感电流上升
32、，当电感电流达基准上限值imax，开关Tr关断，电感电流下降。电感电流在imax和imin之间变化。电流滞环宽度决定了电流上升下降的时间和电流纹波的大小，它可以是固定的，也可以与瞬时平均电流成比例，成为变系数的滞环控制。滞环电流控制是一种简单的BangBang控制，它将电流控制与PWM调制合为一体。结构简单，实现容易，且具有很强的鲁棒性和快速动态响应能力。其缺点是开关频率不固定，滤波器往往要按照最低次谐波来设计，增加了滤波电容的体积，不利于装置的小型化，所以滤波器的设计困难。目前，关于滞环电流控制改进方案的研究还很活跃，目的在于实现恒频控制。将其他控制方法与滞环电流控制相结合是SPWM电流变换
33、器电流控制策略的发展方向之一。(3)平均电流控制该控制方法与上面两种控制方法的最大不同是将电流比较器换成了电流调节器，系统增加了一个电流内环，输入电流的采样与电流给定信号（电压调节器的输出）比较，产生的误差信号做调节器（一般为PID）的输入，调节器的输出做为参考波，而用一个恒频锯齿波做为载波，两个信号送入比较器，比较器的输出控制驱动电路使开关管导通或关断。这种方法集中了峰值电流控制的恒频控制优点和滞环电流控制的精度优点，在保证极低的输入THD的同时，简化了输出滤波器的设计，且因为有电流控制器做调节，取的是平均电流，所以提高了系统在噪声干扰下的稳定度和精度。由于该方法中，开关管的导通关断是由调节
34、器的输出（参考波）与高频锯齿波（载波）比较而得出的，所以无法画出电感电流与驱动脉冲对应的波形图。其控制系统图如图1.7所示。这种控制方式的优点是：恒频控制；工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小；能抑制开关噪声；输入电流波形失真小。像一些经典的PFC控制芯片，如UC3854就工作在平均电流控制方式。本文采用的LT1248也是工作在这种方式下。主要缺点是：控制电路复杂,需用乘法器和除法器，需检测电感电流，需电流控制环路；参考电流与实际电流的误差随着占空比的变化而变化，可能引起低次电流谐波。但目前平均电流控制是应用最广泛、技术最成熟的PFC控制方式，各种新型的控制方式许多也
35、是在此基础上衍生而出。该方法也是本文重点论述的控制方法。图1.7 平均电流控制的系统控制图 图1.8 单周控制的系统控制图(4)单周期控制技术单周控制的系统控制图如图1.8所示。单周期控制是一种非线性控制技术。该控制方法的突出特点是，无论是稳态还是暂态，它都能保持受控量（通常为斩波波形）的平均值恰好等于或正比于给定值，在一个开关周期内，能有效地抑制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差。单周控制能优化系统响应、减小畸变和抑制电源干扰，具有反应快、动态性能好、开关频率恒定、鲁棒性强、易于实现、抗干扰、控制电路简单等优点。缺点是需要快速复位的积分电路。这种控制技术可广泛应用于非线性系统的场合
36、，不必考虑电流模式控制中的人为补偿。是一种很有前途的控制方法。1.4 三电平逆变器技术综述三电平逆变器自从1980年由D. A. Nabae等人提出之后，在高电压、大功率变频调速系统中得到了广泛的应用。三电平逆变器（或多电平逆变器）的结构不仅使系统对功率器件的耐压等级的要求有所降低，而且使得逆变器输出波形的谐波含量大为减少。随着高电压、大电流IGBT器件的出现，采用这种结构的逆变器的应用也就越来越广泛。目前，三电平逆变器己经成为了高电压、大功率逆变器的一个发展方向17。多电平逆变器的拓扑结构可以分为以下三个类型：l 二极管钳位型多电平逆变器(Diode-Clamped Multilevel I
37、nverter)l 飞跃电容型多电平逆变器(Flying-Capacitor Multilevel Inverter)l 级联多电平逆变器(Cascaded Multilevel Inverter)(1)二极管钳位型多电平逆变器(DCMI)二极管钳位型多电平逆变器是通过串连的电容将直流侧的高电压分成一系列较低的电平电压。m电平的二极管钳位型多电平逆变器在直流侧需要m1个电容。图1.9所示为一个三相五电平二极管钳位型逆变器。在其直流侧含有4个电容分别是C1，C2，C3，C4。若直流侧的总电压为Vdc，那么每个电容上分得的电压为Vdc/4，并且通过钳位二极管的作用，每个开关器件上的电压应力就限制在
38、一个电容的电压电平Vdc/4上，这样逆变器合成的输出电压就可以相对的提高了。二极管钳位型多电平逆变器只需要一个公共的直流电源，这使它的整流侧设计比较简单。并且这种结构特点使背靠背运行方式（即整流侧也采用同样的结构并与逆变桥公用同一组直流电容）比较容易实现，有利于实现调速系统的四象限运行。如图1.9所示的五电平逆变器，O点为输出相电压的参考点，在A和O之间有五个开关组用来产生五电平的输出电压。表1.1列出了输出相电压的电平数和它们相应的开关状态。在表1.1中，状态“1”代表开关器件是导通的，状态“0”代表开关器件是关断的。图1.9 五电平逆变器表1.1 五电平的开关状态在任意时间内，每相桥臂中四
39、个相邻的开关器件都是导通的，并且每相桥臂中都存在四个互补导通的开关对，如Sa1和Sa1，Sa2和Sa2，Sa3和Sa3以及Sa4和Sa4。二极管钳位型多电平逆变器的一个主要问题就是各直流电容的电压平衡控制。例如，二极管钳位型三电平逆变器虽然是目前应用最为成熟的多电平逆变器结构之一，但中点电位平衡问题是它固有的问题，并且是一个研究的热点问题，这也是本文的研究内容和要解决的问题之一。(2)飞跃电容型多电平逆变器(FCMI)图1.10所示为一个三相五电平的飞跃电容型多电平逆变器。此逆变器的直流侧采用了一种阶梯结构，每一层的电容电压都与下一层的电容电压不同。为了产生m电平的阶梯型输出电压，在直流侧需要
40、m1个电容。图1.10 三相五电平的飞跃电容型多电平逆变器显而易见，A相桥臂中的三层内环平衡电容Ca1，Ca2和Ca3与B相桥臂的三层电容是互相独立的。但所有的桥臂都共同享有直流侧的四个电容C1-C4。表1.2列出了一组电压电平可能的开关组合和它们相应的开关状态。表1.2三相五电平的飞跃电容型多电平逆变器的开关状态飞跃电容型多电平逆变器的与二极管钳位型多电平逆变器相比，每个相电压电平状态可以有很多组合选择，这里称其为相电压冗余开关组合。相电压冗余开关组合的存在使控制的灵活度提高，有利于开关器件负荷的平衡以及电容电压的平衡控制。飞跃电容型多电平逆变器也只需要一个直流电源，并且同样可以采用背靠背的
41、方式实现四象限运行。飞跃电容型多电平逆变器中，电容虽然取代了数目较多的钳位二极管，但由于电容的体积比较庞大，在电平数目较多时，装置的实现也比较困难。并且在装置起动时，各电容需要预充电达到运行电压，实现起来也相对复杂。(3)级联多电平逆变器(CMI)基于独立直流电源的级联式多电平逆变器的功能和上述两种拓扑结构逆变器的功能是一样的。它通过几个独立的直流电源合成一个期望的电压。这种新型的逆变器不需要额外的钳位二极管或电压平衡电容。图1.11示出了一个m电平的级联式多电平逆变器。图1.11 m电平的级联式多电平逆变器每个独立的直流电源(SDCS)和一个单相全桥逆变器相连。通过四个开关器件S1-S4的不
42、同组合，每个逆变器可以产生三种不同电平的电压，Vdc、Vdc和0。将各个全桥逆变器的输出电压串联起来，合成了最终的电压输出波形。显然，这种拓扑结构输出的相电压的电平数的定义与前面所介绍的两种逆变器的有所不同。在这种拓扑结构中，输出相电压的电平数由公式m=2s+1所决定，其中s为直流电源的个数。但是带独立直流电源的多电平逆变器要求系统提供多个独立直流电源，这限制了其广泛的应用。本文针对二极管钳位型三电平逆变器进行研究，这种拓扑结构是高压大功率场合中应用最广泛的一种。如不加特别说明，本文中的三电平逆变器都是指二极管钳位型三相三电平逆变器。1.5 本文的主要研究内容本文主要是针对UPS系统中PFC整
43、流与逆变器的研究。PFC采用平均电流控制，逆变采用三电平单相SPWM控制。本文的主要内容如下：(1)采用基于平均电流控制的PFC控制芯片LT1248为核心，详细论述了LT1248的工作原理和设计步骤。(2)采用了一种正负母线双Boost共用升压电感的新型拓扑，阐述了相应的PFC功率电路和控制电路的设计方法。(3)推导了电流内环、电压外环的小信号模型，并基于此模型采用串联校正方法设计了两个环路的补偿网络。(4)介绍了逆变器主功率电路和控制、驱动、保护电路的设计方法。比较了单相SPWM各种方法的优劣和数字化实现。(5)推导了三电平单相逆变器连续域与离散域的数学模型。采用了极点配置PID参数，瞬时值
44、反馈的控制策略，详细论述了PID串联校正的设计方法。仿真分析了三个关键参数的取值不同对系统的影响。分析了PID瞬时值反馈稳态精度不佳的根本原因，增加了均值PI外环，做到了输出电压幅值的无静差。(6)对PID控制的数字化实现做了论述，比较了位置式PID和增量式PID算法的特点和适用范围，分别给出了算法流程图。(7)分析了中点波动的成因和危害，采用了针对三相SPWM控制的载波浮动的中点平衡控制策略，并论述了PFC母线平衡控制与逆变器直流偏磁控制对于抑制中点波动的作用。2 PFC系统的分析与设计2.1 采用LT1248控制PFC整流电路的工作原理2.1.1 LT1248的特点和内部结构LT1248是
45、凌特公司推出的一款功能较强大的PFC(power factor correct)控制芯片。该芯片采用DIP16封装，具有以下特点1819：l 能够适应宽范围内的负载变化；l 采用平均电流控制方法；l 输出驱动电流峰值达1.5A；l 低静态工作电流、高开关噪声抑制；l 内部集成了多重的保护；l 特有同步信号处理能力。LT1248在开关电源的前级输入预调制器和UPS整流侧PFC电路等ACDC变换场合，能够很好的控制输入功率因数，减少对电网的干扰，有着很高的应用价值。LT1248的内部结构如图2.1所示：图2.1 LT1248的内部结构图按功能的不同大体分为三个部分，基本运算单元（含电压误差放大器、
46、乘法器、电流放大器）；保护单元（含过压保护电路、过流保护电路、欠压保护电路、开机软启动电路和保护信号综合电路）；功能实现单元（含PWM比较器、RS触发器、同步信号发生器、振荡器、图腾柱和7.5V基准输出等）。2.1.2 LT1248的工作原理LT1248基本运算单元的控制结构框图如图2.2所示。图中基本运算单元将11脚检测到的输出电压反馈信号与内部7.5V给定电压相减，经电压调节器后，与6脚检测到的输入电压反馈信号相乘，得到输入电流给定指令，再与4脚检测到的输入电流反馈相减，经电流调节器，形成控制量，该控制量与三角波比较，生成占空比可调的PWM驱动脉冲，驱动电路中的开关管的通断，最终实现PFC
47、控制的目的。常见的输入电流给定信号与输入电流反馈信号的比较策略有三种：峰值电流比较、滞环电流比较和平均电流比较。前两种比较策略所用的器件较少，但是容易受噪声的干扰，使系统控制精度降低。LT1248采用的是平均电流比较的策略，很好的提高了控制的精度。同时，LT1248采用的是电压电流双环控制的方法，电压环的输出成为电流环的给定，这样即保证了输出电压的恒定，又保证了输入电流与输入电压的同相位，同时也提高了系统控制的动态特性。图2.2 LT1248基本运算单元控制结构框图LT1248除了可以完成基本的驱动开关管功能之外，还集成了完善的过压、过流保护和欠压封锁等功能。过压保护在芯片内部有三重保护：(1)由8脚OVP检测到输出电压信号，与7.9V相比，比较器输出低电平封锁乘法器的输出，
