UC2845的应用和PWM变压器设计.docx

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1、UC2845芯片资料介绍及维修方法和设计汇总第一节:UC2845D芯片介绍 管脚介绍Unitrode公司的UC2845D（D是贴片）是一种高性能固定频率电流 型控制器，包含误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、振荡器、内部 基准电源和欠压锁定等单元，其绡禅阁5D1CompREF_5V2VFBVCC3IsenseOutput4Rt/CtGND8765UC2845的管脚图1脚：是误差放大器的输出端,外接阻容元件用于改善误差放器的增益和频率特性。2脚：是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准 电压进行比较，产生误差（控制）电压，误差（控制）电压变大，第6 脚输出脉冲变窄，占空比降

2、低，抑制输出电压的增加，从而使输 出电压稳定,而控制脉冲宽度，脉宽越宽，电源输出电压越高， Vref比较器高低门限为:3.6V/3.4V。3脚：电流检测输入端。在外围电路中，在功率开关管0HMos管）的源 极串接一个小阻值的取样电阻，将脉冲变压器的电流转换成电 压,此电压送入3脚，控制脉宽。此外，当电源电压异常时，功率开 关管的电流增大，当取样电阻上的电压超过1V时,缩小脉冲宽度 使电源处于间歇工作状态,UC2845就停止输出，有效地保护了功 率开关管。4脚：定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f =业竺当上电后，5VDC通过Rt电阻给Ct充电,使脚电压近 （Rt*Ct）似线

3、性上升,当电压上升到2.8V时,在振荡器内部，将定时电容 器CT上的电压突然放掉,当电压下降到1.4V时，电压又开始上 升，这样就形成一个锯齿波电压。5脚：为公共地端。6脚：为推挽输出端，输出的频率是振荡频率的1/2,内部为图腾柱式, 上升、下降时间仅为50ns，驱动能力为1A。7脚：Vcc是电源。VCC比较器上下门限分别为:8.4V/7.6V,UC2845最 小工作电压为8.2V,此时耗电在1 mA以下。输入电压可以通过一 个大阻值电阻从高压降压获得。芯片工作后，输入电压可在 7.6V36V之间波动，（内部有一个36V的齐纳二极管作为稳压 管,从VCC连接至地,它的作用是保护集成电路免受系统

4、启动或 运行期间所产生的过高电压的破坏），低于7.6V就停止工作。工 作时耗电约为15mA,此电流可通过反馈电阻提供。当Vcc欠压， UC2845D8参考电压输出端8脚将无+5V输出,从而导致RC振荡停 止工作。8脚：为5V基准电压输出端，有50mA的负载能力。 主要特性用于20-50W的小功率开关电源，管脚少，电路简单。1. 单输出级，可以驱动MOS、晶体管。2. 自动前馈补偿。3. 锁存脉宽调制，用于逐周期限流。4. 具有精密的电压基准源（土 1%）,电压调整率可达0.01%。5. 基准电压为4.95.1V,电流模式工作频率可达500kHz。6. 低启动电压和工作电流，启动电流1mA,工作

5、电流15mA。7. 电流图腾柱输出，1A。8. 有欠电压锁定保护和过电流保护功能。 芯片原理内部框图如图4-5。C/RT IIIIIIUREE 1振荡器UEB_Comp误差放大器 RISENSE比较器OUTPUT:II-图4-5:UC2845电源控制芯片原理框图第二节开关电源常见故障的维修一. 检查UC2845D8芯片好坏的方法1. 可在UC2845D8的脚和脚之间加12V直流电压，脚接电源正，脚接电源负2. UC2845D8的脚有5V电压输出。 有间歇式的0-2.5V锯齿电压波形。有较宽的脉冲输出。有2.5V电压。二. 常见的故障:上电后,311V电压正常，电路无输出电压,启不动，但不烧保险

6、丝。检查UC2845D8的第脚供电情况1. 第脚没有电压或启动门限电压8.4VDC首先:检查启动电阻(R203)是否变为无穷大或电阻漏焊和有断 线而不通，稳压二极管(D236)是否击穿和方向焊反。其次:用万用表测4N9 0的D(漏极)与主绕组一端通否？ 最后:用万用测负载是否有短路现象。2. 第脚电压跳变，第8脚5VDC电压没有a. 一般为第脚对地有短路,或自馈电压没建立起来，检查是否 短路和自馈电路b. 用万用表测第脚与地通否，测启动绕组与二极管，电容，电 阻通断情况3. 第7脚与第8脚同时跳变，一般为次级短路4. 第7脚电压正常第8脚5V正常，第脚电压跳变,电源不工作一般是开关MOS管断路

7、或第脚到栅极(G)之间断路。2.保险丝熔断，且玻璃管严重发黑。数字万用表用二极管档(指针式用RX100档)对负载部分的主要 元件进行在路测量,如整流滤波中的整流二极管击穿，说明电路存 在严重短路，一般为交流滤波回路短路、整流二极管短路、直流滤 波电容短路和开关管短路。检修方法:启动电路自馈电路 吸收回路 过流保护回路 过压保护 回路负载电路a. 启动电路检查启动电阻(R203)是否变为无穷大或电阻漏焊和有断线 而不通，稳压二极管(D236)是否击穿和方向焊反。b. 自馈电路用万用表测自馈电绕组与二极管，电容，电阻通断情况，整流二极 管(D213)是否击穿和方向焊反否，电容(C224)短路否，电

8、容 (C225)短路及有无爆裂痕迹和方向焊反否。c. 六个吸收回路(主绕组，功率器件)=2;输出负载饶组二4R2, C18, D5用于吸收开关管关断时，变压器漏感产生的过电压1. 两个吸收回路(主绕组和付饶组)a. 查第一个吸收回路:整流二极管(D201)是否击穿和方向焊反否,电容(C202)短路和有无爆裂痕迹，放电电 阻(R201)烧毁或阻值变成无穷大。b. 查第二个吸收回路:MOS管是否烧坏，造成漏极D和S源极短路，电容(C221)有无爆裂痕迹，放电电阻(R234) 烧毁或阻值变成无穷大。2. 四个吸收回路：(输出负载饶组，电阻和电容吸收次级整流管的尖峰电压)a. 查第一个吸收回路:电容(

9、C207)短路和有无爆裂痕迹,阻尼电阻(RX201 )烧毁或阻值变成无穷大(24V1)。b. 查第二个吸收回路:电容(C208)短路和有无爆裂痕迹,阻尼电阻(RX202)烧毁或阻值变成无穷大(24V2)。c. 查第三个吸收回路：电容(C209)短路和有无爆裂痕迹,阻尼电阻(RX203)烧毁或阻值变成无穷大(12V)。d. 查第四个吸收回路：电容(C210)短路和有无爆裂痕迹，阻尼电阻(RX204)烧毁或阻值变成无穷大(15V)。f.过压保护回路1. 稳压二极管(D212)是否击穿和方向焊反,R238阻值是否正常2. 当输出电压+12V加大,R249与R251,R252组成的误差放大器电路,经电

10、阻分压后得到的取样电压加大与精密2.5V电压进行比较, 其差值必然增大,U205光偶的电流If增大，当U0=If *R243与 UC2845D8的脚进行比较,产生误差控制电压,当误差电压3.6v 时,UC2845D8的输出关断g.负载电路二、维修分析工作原理 开关电源维修注意事项 在焊接电源初级元件时,一定要在拔掉电源线的情况下操作，否则 将烧坏电源。 维修无输出的电源，通电后再断电，由于电源不振荡,300V滤波电容 两端的电压放电会极其缓慢，此时，如果要用万用表的电阻档，测量 电源电路时,应先对300V滤波电容两端的电压进行放电（可用消磁 电阻或烙铁的电源插头进行放电），然后才能测量，不能直

11、接将电容 两端短路进行放电 测量电源电路的电压，要选好参考电位，因为开关变压器初级之前 的地为热地，而开关变压器之后的地为冷地,二者电位不等。第三章单端反激式变换器原理分析l单端反激式变换器的特点单端反激式变换器又称电感储能式变换器，工作原理如图所示, 当开关管Q1被PWM脉冲激励而导通时,直流输入电压施加到 高频变压器T的初级绕组上，此时NP相当于一个纯电感，流过NP 的电流线性上升，电源能量以磁能形式存储在电感中，次级整流 二极管D1截止，输出电容C给负载供电。（电能转换为磁能）当开关管Q1截止时，由于电感电流不能突变，初级绕组两端电压极性反向，次级绕组上的电压极性颠倒使D1导通，初级 储

12、存的能量传送到次极,提供负载电流，同时给输出电容充电。（磁能换为电能）单端反激式变换器通常采用加气隙来增大可工作的磁场强度H， 减少剩余磁感应强度;当反激式变换器处于连续工作模式时，气 隙可有效防止磁芯饱和，因而可增大电源的输出功率，减少变压 器磁芯损耗，进一步提高开关频率。Is单端反激式变换器工作原理1一、调制1. 定义：利用某一种电压或波形的改变，去控制另一种电压或波形 发生某种形式的改变。2. 调制方式:利用电压的改变，去控制另一种波形的改变，最后达到能 控制输出电压的改变，同时能控制输出电压稳定的一种技术措施。3. 脉冲宽度调制方式（PWM:（Pulse Width Modulatio

13、n）: 是输入电压的变化，使输出脉冲宽度发生变化的一种方式。 开关管工作周期T是固定不变的。 输出电压的改变和稳定,就是控制开关管调整饱和导通的时间来实现的。 脉宽式开关电源都是降压式的变换器，但采用变压器隔离的开关电源，可以改变初级与次级绕组匝数比，来决定输出电压是升压还是降压。 占空比的比值就是电压比的比值，占空比的变化范围：0S1。2.交流共模滤波电感的结构和工作原理 定义:是在一个磁心上的两个匝数相等的绕组中再电流方向上的不同，就能起到共模滤波电感的作用。 模式：1.差模输入:就是在共模滤波器的两个输入端口，所输入电压是有差别的一种输入模式。在某一瞬间,两个输入端的电压一个为+,一个为

14、 -,两个绕组产生的磁通是大小相等方向相反，磁 芯中就没有变化的磁通，也没电感量，也没感抗， 对50HZ的交流电压没有阻力，只有绕组的直流电 阻存在，直流电阻值为0.1-0.5 Q实际有0.1-0.2W 能量损失,可忽略。2.共模输入:就是在共模滤波器的两个输入端口，所输入电压 是没有差别的一种输入模式。假设共模高频干扰电压输入为+或-，两个绕组产生的是 同一方向变化的磁通，磁芯中就有变化的磁通，就有感抗, 电感对共模高频干扰会有较大的衰减。三、电路原理分析1. 交流输入部分自恢复保险丝（是一种过流保护器件）A.原理:在常态下它的阻值非常低（0.2。），工作电流流过开关时功耗 很小，损耗能量小

15、，当电路电流超过设计值或发生短路故障 时,它的内阻迅速增加至数千欧，使电路进入开路状态，立即 将电路电流切断，对电路起到保护作用，自动恢复开关只能 进行低电压过流保护，而不能接在220VAC上,否则将开关烧 毁。 RT201是压敏电阻 NTC201是热敏电阻,在开关电源中起过温保护和软启动的作用。 低通滤波器定义:低频能通过而高频干扰信号通不过的滤波器，就是能滤掉 高频电压,又可叫高频滤波器。b. 组成:一般由电容器和电感组成c. 作用：1.防止电网上的高频干扰信号、抑制浪涌电压、尖蜂电压进入开关电源中。2. 阻止、限制开关电源所产生的噪声，高频电磁干扰信号 串入电网上。d. 电感e. 电容作

16、用：1.电容器的基本作用既是充电和放电。2. 储能：以电压形式存储能量:Ec=1/2V2C,具有隔直流通交流的作用，它两端的电压不能突变,电容的容 抗是与频率成反比，频率越高，它呈现的容抗越 小,容抗:Xc =-。20FC3. 滤波作用:整流电路将交流变成脉动的直流，在整流电路之后接入一个较大容量的电解电容，在滤 波电路中，电容的耐压值不要小于交流有效 值的1.42倍。利用其充放电特性，使整流后的 脉动直流电压变成相对比较稳定的直流电压。 在实际中，为了防止电路各部分供电电压因 负载变化而变化，所以在电源的输出端及负 载的电源输入端接电解电容,由于大容量的 电解电容一般具有一定的电感,对高频及

17、脉 冲干扰信号不能有效地滤除，故在其两端并 联了一只容量为0.001-0.lpF的电容，以滤 除高频及脉冲干扰。4. 去耦作用:滤除高频器件在PCB电源或芯片电源脚上引起的辐射电流，为器件提供一个局部的直流通路，能减低电路中的电流冲击峰值。它在减小电源和地平面上纹波、噪声和毛刺 很有效果。减少开关噪声在板上的传播并抑制噪声对其 它芯片的干扰。0.1uF以下的陶瓷电容常被用来做去耦电容。5. 旁路作用：(Bypass)是指给信号中的某些有害部分提供 一条低阻抗的通路。电源中高频干扰是典型 的无用成分,需要将其在进入目标芯片之前 提前滤掉,旁路电容主要针对高频干扰(高是 相对的，认为20MHz以上

18、为高频干扰,20MHz以 下为低频纹波)，选用涤纶薄膜电容。注：电阻主要是用做限流和确定固定电平，即所 谓的上拉或下拉。揩振回路可以选用云母、高频陶瓷电容。 谐振分串联谐振和并联谐振。串联谐振产生 过电压，并联谐振产生大电流。f. 图1分析,C205,L1,C203组成n型低通滤波电路,C205,C203为 抗串模干扰元件,用于抑制正态噪声，电容选漏电流小的。所 以,CLC型滤波电路中电容的容量和电感的感量越大，他们的滤 波效果就越好。g. 常用高压和低压低通滤波电路二、桥式整流0-265VAC经桥式整流后，直流电压=265*1.414=374.71V, 此电压分三路：1路:经R203降压以及

19、C224,C225滤波后为UC2845提供启动电压2路:经高频变压器初级为开关功率管的漏极提供驱动电压， D201,C202,R201是变压器缓冲网络吸收回路，用于吸收对变 压器初级的漏电流，次级反馈到初级的尖峰电流进行吸收 或二次将漏感反向耦合到次级,吸收开关管关断时,变压器 漏感产生的过电压。3路：R203和R233组成泄放回路，电压经R203和R233对地放电。当断电后不要立即焊取电阻和电容，由于电阻较大放电需要 一定时间,故要用万用表量电容两端的电压,放电完后才能 操作；由于电压经电阻分压，故在选滤波电容C224,C225时， 注意耐压值375*(R233/R203+R233),否则，

20、当电源出现故障时,375V电压没电流输出,C224和C225有可能被击穿。三、启动电路要使开关电源工作，首先是振荡器必须的振荡，振荡器要振 荡必须要有一个较小的的启动电流，较小的的启动电流又来自较 小的的启动电压,可是开关电源开机后，马上建立起来的唯一的 一种电压，就是375V左右的直流电压，该电压经启动电阻 R203（200K Q）直接给UC2845D8的脚供电（正常工作约需15mA电 流），此时自馈电没建立起来,只有靠C225的放电来继续启动，此电 容又叫维持启动电容;开关变压器的初级绕组感应给自馈电绕组 的脉冲电压，输出+13V自馈电压，自馈电建立后，经维持启动电容 C224,C225滤

21、波后，给UC2845D8的脚供电，启动电阻R203也完成 任务,R203还接在电路中，两端有362V电压（362/200K=1.85mA电 流），此时没有R203,电路工作可正常工作。02 KB L081 TN 8:次级绕组自馈绕组Tv U7VFR25 V5 4启动电路和自馈电路图和吸收回路3吸收回路四、R2 03 20 4/2WL2 01 R050422C2 01 68 6/45广诂 即 0222 2/2K虹入交流电压3n2 1/1KQ2 05D2R2 3710 02I9 4N初级绕组UC 2845 D8VinB C1VOnVF2D CU2 04 定义:消反冲电路或称阻尼电路。 组成：由电阻

22、、电容和阻塞二极管组成的钳位电路。 作用：1:降低没用的反冲电压。2:消除高频振荡（可以有效地保护开关功率管不受损）。 反冲电压:是指在断开有电流的电感电路时,产生的自感电压，吸收回路是消耗能量的。 高电压常用的几种吸收回路分析高电压常用的几种吸收回路高压在初级绕组的几种吸收回路T与管子并联的几种吸收回路a. 在电路工作稳定后，当开关管Q1截止时，初级绕组的反冲电压为： 上“-”下“ + ”，并通过二极管D1给电容器C1充电，由于电路中没 有电阻，所以电容器C1充电电流比较大，电容器C1两端电压一下 就能上升到150V,电容器C1吸收的能量就比较多。（瞬间充电完成, 马上又放电）电容器C1的电

23、压为下“ + ”上“-”，电阻R1也有电流 泄漏，它不可能通过二极管D1反向由初级绕组T放电，它就无法振 荡下去，电容器C1上的电压，只有通过R1放电，将反冲电压转换成 热能散发掉。当开关管Q1导通时，电阻R1仍给电容器C1放电，最后C1两端电压下 降到约125V。总之：电容器C2的充电时间，在Q1截止;C2的放电时间在导通和截 止整各个过程。M O S管截止时C1充放电电流方向b. 当开关管Q1截止时，初级绕组的反冲电压为:上“-”下“+”，并 通过电阻R1给电容器C1充电,C1充电脉冲电流比较大（0.3A）,在R1 上的瞬时电压降可达200V至多，瞬时功率达60W,平均功率1-2W。（瞬间

24、充电完成,马上又放电）电容器C1的电压为下“+”上 -”，C1通过阻尼电阻R1放电（使高频自由振荡成低频自由振荡, 由于R1消耗使振荡很快衰减）。当开关管Q1导通时，由电源电压（300V）给C1充电，在阻尼电阻R1上 也要消耗能量。TR1 /5 W初级次级C1 -充电电流方向o放电电流方向放电电流方向MOS管截止时C1充放电电流方向c. 当开关管Q1截止时,MOS的D （漏极）反冲电压最高达600-800V,通 过电阻R1给电容器C1充电，因反冲电压较高,所以充电电流很大, 反冲电压消耗大,从而达到保护Q1的目的。当开关管Q1导通时,C1所充的电压就经过Q1放电,为了防止瞬间 放电电流过大而加

25、重管子负担,所以串联电阻R1加以限流,C1的两端电压不可能全部放掉,还会乘100V左右电压。d. 当开关管Q1截止时，反冲电压通过二极管D1给电容器C1充电，因 反冲电压较高（600-800V）,没有电阻限流，所以充电电流很大， 反冲电压消耗大,从而达到保护。1的目的（有反冲电压这一瞬间 是充电，其它时间通过R4放电）。当开关管Q1导通时,C1所充的电压就经过R1放电，C1的两端电压 不可能全部放掉,还会乘100V左右电压。e. 当开关管Q1截止时，初级绕组的反冲电压为:上“-”下“ + ”， 直接给电容器C1充电，由于电路中没有电阻，所以电容器C1充电电 流比较大，电容器C1两端电压一下就能

26、上升到很高电压，电容器C1 吸收的能量就比较多，电容器C1的电压为下“-”上“+”。当开关管Q1导通时,C1所充的电压就经过MOS管,R1,R2放电转换成 热能散发掉,C 1的两端电压不可能全部放掉，还会乘100V左右电压。T1充电电流方向C111 Qi 一D. |+放电电流方向MO S管JLR1a对图原理介绍止(充)和导通(放)时C1充放电电流方向 a.吸收回路1:由C202(103/2KV),R201(27K/3W),D201(MUR110R)组成变压器缓冲网络吸收回路。并与初级绕组两端并联, 它主要是消除MOS管截止时，产生的高频振荡。当MOS管导通时,初级绕组中的电流,使变压器储存磁能

27、, 当MOS管截止时，变压器中的磁能就要转化为电能，在初 级绕组的两端，产生下正上负的300多伏的脉冲电压。由于有较小的寄生电容的存在，变压器的初级绕组与寄 生电容要产生高频振荡，向外发射干扰电磁波。有了该组吸收后路后，自感电压通过D201给C202充电， 把能量储存在C202电场中，因C202上的电压不可能通过 D201向初级绕组N1放电(截止)，所以它就无法振荡下 去,C202上的电压，只有通过R201放电，将反冲电压转换 成热能散发掉,R201温度比较高。总之:C202的冲电时间，只是在MOS管截止的一瞬间，C202的放电时间，是在MOS管截止和导通的整个过 程中。b. 吸收回路2: M

28、OS管吸收回路:C221(221/2KV),R234(27K 3W),D211(MUR1100R)组成。与MO S管两端并联。当MOS管截止时，初级绕组N1的两端，产生下正、上负 的300多伏的脉冲电压，这个电压与直流300V串联相 加后，这时4N9 0的漏极D和源极S之间约有600700V的 电压,有了该组吸收回路后,这个很高的脉冲电压，通 过D211给电容器C221充电，将很高的脉冲电压拉下来 当MOS管导通时，电容器C221通过MOS和R234放电，防 止瞬间放电电流过大，在电路中串联一个限流电阻 R234,这样C221的两端电压不可能全部放掉，一般会 剩100V左右的电压。c. 吸收回

29、路3: RX201及C207和D206组成24V1次级吸收回路。4: RX202及C208和D208组成24V2次级吸收回路。5: RX203及C209和D209组成12V次级吸收回路。6:RX204及C210和D210组成15V次级吸收回路。(吸收次级整流管的反向尖峰电压)d. MOS管选型计算4N90导通时，变压器的磁通量增大,此时便将电能积蓄起来,4N90截止时，便将积蓄的电能释放，变压器初级绕组中便有剩磁产生，并通过D201反馈到次级,剩磁释放完后，初级绕组NP的电压Vmin =1.414*154=217.756VVmax=1.414*286 = 404.404VDmin:最小占空比L

30、p:初级电感量MOS峰值电压:Vdsp = Vmax * (1 + J(R201 * Dmin)/(10 * Lp)= Vmax * (1 + J(R201 * Dmin)/(10 * Lp)=404.404 *(1 + 7(20k* 0.2)/(10*2.341)=571.56VMOS 峰值电流：Ids = 0.2*N3/N1+0.2*(N4+N5)/N1+1.5*N4/N1+ 0.4*N6/N1=0.2317 (A)时间常数R201*C202比周期T大的多，一般取5倍左右，则C202 = 5*T/R201=5*12.2*10(-6)/20*10(3)=3 (PF)五、振荡和输出频率1. R

31、240=10K,C226=2.2*10(-6)F,它是决定该电路工作频率的重要元件，开关频率:f =1.72*10(3)= 1.72*10(5) = 78.18kHz。R240*C226(KHZ)2.22. 输出电压频率为振荡频率的一半。六、补偿电路UC2845D8的脚是误差放大器的输出端，脚是误差放大 器的输入负端，内部基准电压5VDC分压后，产生一个2.5V的电 压，作为误差放大器的输入正端。1. 当、脚短路时，构成一个电压跟随器，输出一个2.5V的不 变电压。2. 当、脚之间接一个电容，作用是完成高频负反馈,能有效 的消除高频寄生振荡。3. 当、脚之间接一个电阻，作用是完成直流负反馈,R

32、 1阻值 越小,负反馈就越深，误差放大器的放大倍数就越小,频带就 越宽，静态工作点就越稳定，温度特性也越好。七、电路是怎样保护的？1. 输出端短路而产生过流，开关MOS管的漏极电流将大幅度上升， R235,R236两端的电压也上升,UC2845的3脚上的电压也上升，当3 脚上的电压超过正常值0.3V达到1V(即电流超过0.66A=1V/1.5) 时,UC2845的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出, 即UC2845的6脚无输出,MOS管截止，从而保护电路。2. 输入供电电压过压(超过265V)265VAC经桥式整流后，直流电压=265*1.414=374.71V,变压 器初级

33、绕组电压大大提高,UC2845的7脚供电电压也急剧上升，大 于18V时,D236被击穿,UC2845的2脚电压也上升关闭输出,从而保 护电路，同时D212也被击穿,MOS管截止。3. 输入供电电压欠压(低于125V)125VAC经桥式整流后，直流电压=125*1.414=176.75V,变压 器初级绕组电压很低,UC2845的7脚供电电压也低,当低于7.6V,UC2845不工作。第四章单端反激式变压器的设计原理分析一、设计举列1:1. 高频变压器的参数设计本没计的目标是完成一个交流输入电压范围为220(120%)V, 输出为24V/ 500mA、15V/600mA、5V/2A的多级输出，效率n

34、=7 5%,最大占空比D=O. 5,工作频率f=50kHz的开关稳压直流电源。单端反激式工关电源中变压器不仅作为变压器使用，同时又作为储 能电感，它的设计方法与其他类型的变压器不同。其设计参数丰要有 以下3项：(1)求出原边绕组电感量；(2 )选择规格、尺寸合适的高频变压器磁芯；(3 )计算原副边绕组匝数。1.1：计算原边电感量Lp及变压器气隙6考虑到输入电压有土 20%的波动，即要求该单端反激开关 电源在交流电压180260V范围内都能正常工作。输出功率 Po=24X0. 5+15X0.6X2+5X2=40W取反激变压器最大占空比Dmax=0.5Vs 应取最小值:Vs(min)=180X1.

35、4-20=232V其中20V为直流纹波及整流桥压降之和。初级绕组流过的峰值电流Ip为式中：I =p V *D2 *402*P01 p = 232 * 0.5 = 69A(1)假设电压Vs波动下限为7%,Vs(min)232(1-0.07)=216V，则次级绕组的电感:L=七(min)*Dmax(3)PIp3.13mH (4)t 216*0.5L =P30.69*50*103即工作磁感应强度变化值取饱和值Bs的一半，查阅R2KB铁氧体磁性能表可知，其饱和磁感应强度Bs=3500GS，则：B=4Bs = 1750Gs, 2磁芯有效截面积A=97. 25mm2代入各值计算可得其所需气隙长度可由下式计

36、算式中:Ae为磁心有效截面积(5)60.4 *n*Lp *Ip21.871=Aq B210-8 = 2978 = ，mm1.2:次级绕组匝数初级绕组匝数计算公式为N = L p *b * 108 = 3；3 *069 * 108 = 128(6)1Ae * B97.25 * 1750将4. 1中得到的各量代入得N1=128匝。次级绕组匝数的计算公式(24V)式中:VD为整流二极管正向压降。代入数据，N =(V0 +VD)*(1-Dmax)*N1 = (24+1)1-0.5)*128 (7)2Vs(min) Dmax232*0-5=13.79次级绕组取N2=14匝。取UC3842的工作电压为15

37、V，式中的IV为整流管的导通压降。15 + 1N6 = *N2 = 8.96(8)24+1v J则反馈绕组取9匝，二、设计举列2:1. 设计参数要求 输入电压有土 30%的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电 压154286VAC范围内都能正常工作。 输出负载有4组，其中三组互相隔离24VDC 0.2A24VDC 0.2A12VDC 1.5A15VDC 0.4A2. 功率、直流电压、输入电流、输出负载、空气隙、电容值的确定输出功率：Po = 24X0.2+24X0.2+12X1.5+15X0.4=33.6 (W)输入总功率：P.=史=33.6 = 39.5W( n = 85%)(1) 1 n

38、 0.85 输入最低和最高直流电压:Vmin = 154*1.414=217.756VVmax = 286*1.414=404.404V输入有效电流：Ids =业Vmin39.5217.7560.181(A)(2)3)输入最大电流：I = = 0181 max D 0.4 max0.4538 (A)(输入回路平均电流：I dc 】ds * Dmax = 0.181 * 0.40.0724(A)(4) 空气隙:g _ 4n*10-7*N12*Ae = 4，*10-7*942*111.24Lp2.4521-2345 0.4898 (mm) (5)2.452I J 电解电容:C201 = 2* Pi

39、=80 u f/450V (实际选用：C201= 68 u f/450V)对于5-10W的开关电源，电容可选4.7s10uf。10-50W的开关电源，按2.0s3.0u f/W的容量选用。50-100W的开关电源，按2.5s3.5 u f/W的容量选用。如果滤波电容容量太小，则会使直流电压纹波太大，容易引起开 关管损坏,导致功率因数下降，谐波含量增加，电容器静电容量的 允许偏差可为10%，最好为5%。C47 uf，一般要求漏电电流：I3*(CU)1/2 (uA) 电容的负载电阻6）R = Vmin = 217756 = 3007.6（ Q ）（ lc I 0.0724 dc3. 工作频率和周期

40、的确定 f =匕72*103 =l72*103=璀*105 = 78.18KHz（7）RtCt10*103*2.2*10-62.2 T = 1 = 1 = 12.79（ps）（8）f 78.18Khz4. 占空比和导通时间的确定 占空比最大占空比DmaxV0-Vi =Vi-V2R244R24511v = VifVh.V0-Vref= VrefR249111+R251 R252R249 R249R252 R251/二) 12VIC = R244 0r245 = 2k = 6mA 5mAV0 = Vref(1 +V = V *(1+51 +51) 0 ref101.5V0 = 2.5 * (1 + 0.51 + 3.4 1= 12.275VV0c.当负载加大时,Vo|VreflVka（V2） f V =（V1 - V2）f 光耦发光管IC T一光耦三极管If f-PWM误差（控制）电压Ue f-PWM输出脉冲变宽f一占空比Df抑制Vo降低。当负载变小时,VofVreffVka（V2） I V=（V1 - V2）l 光耦发光管IC I 一光耦三极管If I一PWM误差（控制）电压Ue IPWM输出脉冲变窄一占空比DI抑制Vo增加。d. 负载调整率得到改善，由于增加了光电反馈控制环节，在空载时输出电压与满载时的输出