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1、,第8章 放大器设计,8.1 放大器的基本原理8.2 小信号微带放大器的设计8.3 MMIC介绍8.4 射频/微波功率放大器,8.1 放大器的基本原理,放大器可分为低噪声放大器、高增益放大器、中功率放大器和大功率放大器。电路组态按工作点的位置依次为A类、B类、C类,如图 8-1(a)、(b)、(c)所示。A类放大器用于小信号、低噪声,通常是接收机前端放大器或功率放大器的前级放大。B类和C类放大器电源效率高,输出信号谐波成分高,需要有外部混合电路或滤波电路。由B类和C类放大器还可派生出D类、E类、F类等放大器。为了获得更大的输出功率,就要使用功率合成器,将许多功放单元组合起来。可以想像,合成的效
2、率不可能是百分之百。,图 8-1 放大器电路组态,8.1.1 放大器的指标放大器有以下性能指标：(1)频率范围:放大器的工作频率范围是选择器件和电路拓扑设计的前提。(2)增益:它是放大器的基本指标。按照增益可确定放大器的级数和器件类型。(3)噪声系数:放大器的噪声系数是输入信号的信噪比与输出信号的信噪比的比值,表示信号经过放大器后信号质量的变坏程度。级联网络中,越靠前端的元件对整个噪声系数的影响越大。在接收前端,必须做低噪声设计。放大器的设计要远离不稳定区。噪声的好坏主要取决于器件和电路设计。,(4)动态范围:放大器的线性工作范围。最小输入功率为接收灵敏度,最大输入功率是引起1 dB压缩的功率
3、。动态范围影响运动系统的作用距离范围8.1.2 放大器的设计原理考虑图8-2 所示二端口网络,它代表单级放大器,其输入端接信号源,输出端接负载。,图 8-2 二端口网络和放大器的增益定义,1.三个增益的定义根据信号源阻抗Zs和负载阻抗ZL与网络的关系,可以有以下三个功率增益:(1)实际功率增益:负载吸收功率与二端口网络输入端吸收功率之比,与源阻抗无关,与负载阻抗有关,即(2)资用功率增益:二端口网络输入资用功率与输出资用功率之比,源端和负载端均共轭匹配,与源阻抗有关,与负载阻抗无关。它是放大器增益的最大潜力,即,(3)转换功率增益:负载吸收功率与二端口网络输入端的资用功率之比,与两端阻抗都有关
4、,即 三个增益与电路参数的关系为,(8-1),式中,（8-2a）,（8-2b）,放大器电路中输入、输出端都匹配,L=s=0和单向化S12=0,转换功率增益变为 可以把单向转换功率增益分为输入、器件、输出三部分。,（8-3）,2.稳定性判据 图8-2所示电路产生振荡的条件是|in|1或|out|1,这意味着输入口或输出口有负阻。因为in 或out取决于s或L,故定义稳定条件为,（8-4）,稳定性判据为式中,=S11S22-S12S21。实际放大器设计中有两种情况：(1)晶体管为单向器件：S12=0,绝对稳定,|S11|1,|S22|1。对输入和输出匹配电路的设计没有限定条件,依据噪声和增益指标进
5、行设计。(2)晶体管为双向器件,也就是S120时,又分两种情况：,满足稳定判据,是绝对稳定。对输入和输出匹配电路的设计没有限定条件,依据噪声和增益指标进行设计。不满足稳定判据,是条件稳定。要用圆图找出s和L的取值范围,也就是采用稳定圆判别法,如图8-3 所示。稳定圆可以直接计算,也可用商业软件,如Ansoft,MicrowaveOffice,SUPER COMPACT等。,图 8-3 条件稳定下的输入平面上的输出稳定圆(a)|S11|1,输入平面上,输出稳定圆的圆心和半径为输出平面上,输入稳定圆的圆心和半径为,绝对稳定判据的另一种形式为8.1.3 放大器的设计思路1.单向化设计S120或S12
6、0(1)确定反射系数:in=S11，out=S22。(2)单向转换功率功率增益分为输入、器件、输出三部分,即GTU=GsG0GL（8-9）,其中(3)最大增益设计:输入、输出端共轭匹配,即s=*inL=out,给定了两端匹配网络。,（8-10）,（8-11）,(4)单向化因子:由于S12=0的情况设计,计算过程简单,实际设计中可以把|S12|比较小的情况按S12=0计算,最后再估计带来的增益误差。定义则误差满足,（8-12）,（8-13）,2.双向设计S120(1)满足判据,绝对稳定。确定反射系数：,（8-14）,（8-15）,B1=1+|S11|2-|S22|2-|2B2=1+|S22|2-
7、|S11|2-|2C1=S11-S*22C2=S22-S*11（8-16）(2)最大增益设计:输入、输出端两边共轭匹配,即s=*inL=*out,给定了两端匹配网络。,(3)低噪声时按源最佳反射系数设计输入匹配网络。放大器的噪声系数与源反射系数有关,每个器件都有一个最小噪声系数,并要求有一个最佳源反射系数。任一噪声系数都对应一系列反射系数,在输入平面上是个圆,称为等噪声系数圆,圆心和半径见式（8-17）。噪声系数圆结合稳定圆和等增益圆使用,用来分析放大器的频带特性。,（8-17）,(4)不满足稳定条件,利用圆图找出稳定区,确定s和L的取值范围。8.1.4 放大器设计中的其他问题1.圆图中的五个
8、圆 放大器设计理论中会遇到稳定判别圆、等噪声系数圆、等增益圆、等Q值圆、等驻波比圆等特殊圆。在条件稳定的放大器设计中,用这五个圆来确定输入输出匹配网络的反射系数的取值,才能满足放大器的所有指标。现在所能得到的器件基本上都是满足稳定条件的。,2.多级放大器单级放大器的增益无法满足指标要求时,可用多级级联,前级为低噪声,后级为高增益。级间匹配网络可以简化为两个阻抗的变换,而不是分别变换到特性阻抗。3.宽带放大器 宽带放大器的设计在器件确定后,要增加电抗性频率补偿网络或电阻反馈网络。在低频端失配或衰减,在高频端接高增益设计,放大器的增益在宽带内波动不大。,4.大功率放大器 采用平衡放大器或功率合成技
9、术,可实现大功率输出。功率合成的效率是功率合成器的关键。5.MMIC 微波低端MMIC技术已经相当成熟,个人移动通信领域的放大器大量使用这种电路。其他频段各种用途的MMIC电路也有商品可选。直接选择MMIC产品,按照器件手册,合理使用,已经成为微波电路设计的一个主要途径。,8.1.5 放大器的设计步骤放大器的设计步骤总结如下：步骤一:在频率、增益、噪声指标条件下选择器件,得到偏置条件下器件的S 参数。步骤二:满足判据,则进入步骤三；不满足判据,在圆图中画出稳定区,必要时画出等增益圆和等噪声圆。步骤三：确定输入输出反射系数in及out。步骤四:设计输入输出匹配网络。匹配网络拓扑参见第3章。,8.
10、2 小信号微带放大器的设计,8.2.1 射频/微波晶体管射频/微波放大器的核心器件是晶体管,常用的晶体管有BJT、FET、MMIC。从上面的原理可知,设计放大器的基础是器件的S参数。无论器件的内部原理如何,在一定偏置下,就会呈现一组网络参数。设计微波放大器,应该关心器件的偏置和S参数。在偏置确定的条件下，可用网络分析仪结合专用测试夹具测量 S参数。图8-4 给出了常用的BJT和FET偏置电路。分压电阻值由满足S参数的工作点决定,表8-1给出了偏置点的参考值。,图 8-4 常用的BJT和FET偏置电路,图 8-4 常用的BJT和FET偏置电路,图 8-4 常用的BJT和FET偏置电路,表8-1
11、偏置点参考值,在射频/微波电路中,接地对指标的影响很大,要把该接地的点就近接地,如图8-5所示。扼流电感的大小视位置尺寸而定。,图 8-5 就近接地,8.2.2 三种射频/微波放大器设计原则表8-2归纳出了低噪声放大器、高增益放大器和高功率放大器的设计条件和设计原则。,表 8-2 三种射频/微波放大器设计原则,下面以实例形式给出放大器的设计步骤。设计过程中使用Mathcad进行计算,使用Ansoft进行仿真图解。设计实例一：稳定判别圆已知GaAs FET散射参数如表8-3 所示,判断晶体管的稳定性,画出稳定圆。,表 8-3 GaAs FET的散射参数,由式（8-5）用Mathcad软件计算得出
12、K0.6071和|=0.6961。K值不满足稳定条件,故器件为条件稳定。由式（8-6）和式（8-7）分别计算两个变换圆的圆心和半径：输入平面的输出圆:圆心CL=1.36346.687,半径RL=0.5输出平面的输入圆:圆心Cs=1.13268.461,半径Rs=0.199利用Ansoft软件画SMITHC.PRN,如图 8-6 所示。,图 8-6 稳定判别圆,设计实例二：最大增益已知GaAs FET散射参数如表8-4 所示,按最大增益设计,设计4.0 GHz放大器。,表 8-4 GaAs FET的散射参数,判断稳定性:K1.1951 和|=0.4881,绝对稳定。s=*in,L=*out由式(
13、8-14)、式（8-15）和式（8-16）求得L=0.872123.407,s=0.87661.026 采用开路单枝节匹配,拓扑结构和频带传输反射参数如图8-7所示。,图 8-7 高增益放大器,由式(8-9)和式（8-10）求增益：Gs=6.17 dB,G0=8.299 dBGL=2.213 dB,GTmax=16.71 dB设计实例三：低噪声设计已知 GaAs FET参数如表 8-5 所示,设计4.0 GHz放大器,保证噪声为2 dB,增益最大。,表 8-5 GaAs FET的器件参数,由式(8-17)计算2 dB噪声圆的圆心和半径:,(|CF|=0.563,arg(CF)=100deg),
14、如图 8-8 所示,当s=opt时,噪声最小。,图 8-8 噪声系数圆与稳定圆,按照下式计算等增益圆,借助Mathcad软件,给gs不同试探值,直到与等噪声系数圆相切。realCs(step):=Re(f(Rs,2step)+Cs)imagCs(step):=Im(f(Rs,2step)+Cs),相切点的源反射系数为s0.141035+j0.522189=0.54174.886 由式(8-10)计算增益：输入匹配（噪声）为Gs=1.702,输出匹配（共轭）为GL=1.249,器件增益为G0=5.575,放大器增益为GTU=8.527 dB。分别用开路单枝节实现输入输出匹配网络,电路结构和仿真结
15、果见图8-9。,图 8-9 低噪声放大器设计结果,8.3 MMIC介绍,微电子工业的快速发展,给射频/微波技术带来了革命。单片微波集成电路的设计原则是保证各项指标,使功率消耗尽可能的少。低噪声接收前端的LNA发展最为成熟。现代移动通信接收机MMIC不仅包含LNA,而且包括本振、混频等。已经有整个射频前端的MMIC如图8-10、图8-11和图8-12所示。,图 8-10 900 MHz和1900 MHz CMOS低噪放,图 8-11 2 GHz内置选频LNA,图 8-11 2 GHz内置选频LNA,图 8-12 5GHz接收前端（低噪放+混频）,57,镍铬系电阻具有良好的粘附性，多用蒸发工艺，但
16、较难控制合金成分比例。，钽系电阻，充氮反应溅射制备氮化钽电阻，金属陶瓷系电阻。如Cr-Si电阻、NiCr-Si电阻和CrNi-,体电阻是利用GaAs N型层的本征电阻,8.4 射频/微波功率放大器,8.4.1 放大器的工作效率和功率压缩工作效率和功率压缩是功率放大器要解决的两个十分现实的问题。1.工作效率工作效率描述供电电源的能量转化为信号功率的程度。小信号放大器是A类,在没有信号时,器件的集电极（漏极）一直有电流,消耗能量。功率放大器电路中这种消耗是不能容忍的,电池的使用时间是任何一种设备的质量基础。回忆一下放大器的效率与导通角的关系,如图8-13所示。,A类线性放大器:360全波导通,最大
17、效率为50；B类：180半波导通,最大效率为78.5；C类:180半波导通,效率为78.5100；AB类：效率为050。可以想象,效率与输出功率有关,图8-14给出了导通角与输出功率的关系,效率越高,输出功率越小。,图 8-13导通角与效率关系,图 8-14 导通角与输出功率的关系,2.功率压缩和交调输入功率大到一定值时,放大器就会饱和,输出功率不随输入功率线性增加,保持一个定值。定义 1 dB压缩点为描述这个特性的参数,如图8-15 所示的线性增益与压缩起点相差 1 dB时的输入功率值。交调也是输入大信号时的一个特性。大信号时,输出端会有干扰信号输出,尤以三阶干扰突出。在双频信号输入时,必须
18、考虑三阶交调。这里,三阶是功率的变换倍数,并非频率的倍数。若直角坐标中,信号是11线性,则三阶干扰是13线性,干扰信号的输出就会很快与信号的输出幅度相同并超过,由于频率靠近,输出滤波器无法抑制此干扰。,如图 8-1所示,用无失真动态范围描述这个特性,灵敏度门限与三阶信号的交点到信号的距离为动态范围。从图8-15还可看出,干扰信号由背景噪声变为输出信号的过程很短,要避免输入信号接近这一区域，否则输出信号就会有干扰。输出信号比交调干扰高的量度就是 1 dB压缩点与三阶交调线的距离,称为交调干扰IMD。,图 8-15 双频功率放大器的压缩和交调,设计实例:双频放大器的增益为 10 dB,输入信号为1
19、0 dBm时,干扰输出IM3=-50 dBm,计算输入信号为20 dBm时的干扰输出IM3以及信号与干扰信号的差值。IM3=-50 dBm320 dBm-(-10 dBm)=-80 dBm 输出信号20 dBm10 dB 10 dBm 信号与干扰信号的差值10 dBm（-80 dBm）70 dB 图8-16 是计算过程的图解。,图 8-16 三阶交调计算,8.4.2 各类功率放大器1.B类功率放大器这类放大器的导通角为180,效率为78.5,半周工作。采用正负半周叠加的办法可以恢复输入信号波形。为了弥补叠加时管子开通电压带来的误差,可采用AB类。1)互补型B类放大器NPN/PNP互补电路中两个
20、管子分别工作于正负半周,是一种成熟的实例,如图8-17 所示。图（a,V3是驱动器,V1和V2是互补对管,两个管子的BE结共有1.4V左右的交叉区带来信号损耗。图（b）和图（c）都可以补偿这种损耗,还可以补偿整个组件的温度特性。图（c）中的R1和R2分别调整正半周和负半周的大小。,图 8-17 NPN/PNP互补B类放大电路,2)复合晶体管互补型电路要求有两个严格相同的晶体管,而且电路尺寸较大,可用图8-18 所示复合型晶体管实现。电路中V1是高功率管,V2是低管,两个管子不会同时工作,从而实现了正负半周的叠加。,图 8-18 NPN/PNP复合管B类放大电路,3)全NPN晶体管B类放大器要形
21、成两个特性相同的NPN和PNP晶体管,工艺难度很大。两个管子都用NPN型(或PNP)可以降低对管子的要求,采用变压器网络形成叠加电路,如图8-19 所示。这种电路结构复杂,工作频率不太高。,图 8-19 全NPN晶体管B类放大器,2.C类功率放大器在高功率CW和FM输出中C类放大器用途很广,在AM放大器中可以改变偏置来调整幅度的变化。由前所述知,C类功率放大器的导通角小于180,非线性工作输出信号不是输入信号的简单倍乘,A类放大器用一个管子,B类用两个管子,C类用一个管子,只是偏置点不同,B类放大器输出电路中可以通过增加滤波器改进信号质量,而C类输出电路中必须有谐振回路来恢复基波信号，C类放大
22、器的最大优势是效率高。如图8-20 所示,晶体管可用功率BJT,也可用FET,谐振回路的Q值影响放大器的带宽。,图 8-20 C类功率放大器,一般地,厂家会给出一定频率和频带上放大器的最佳源阻抗和负载阻抗。这种电路的设计有两个内容:(1)谐振回路:(2)输入偏置：Ubb=UBE-UGcos,3.D类功率放大器C类功率放大器的效率可以达到100,但输出功率是零。改变B类功率放大器的偏置,使得输出不是半周线性而是非线性削波,输出为正负方波,再经过谐振回路恢复正弦,如图8-21 所示。在D类放大器中,管子接近处于开关状态。如果开关时间为零,则漏源电压为零时,漏电流为最大,理论上可以得到100的效率。
23、事实上,BJT可工作到几MHz,FET可工作到几十MHz,不可能无限快。,图 8-21 D类功率放大器,4.E类功率放大器前述功率放大器可称为开关功率放大器。为了避免开关器件的并联电容放电,降低开关瞬间的功率损耗,可以给放大器设计一个负载网络,决定关断后器件两端的电压,这就是E类功率放大器,如图8-22 所示。,图 8-22 E类功率放大器基本结构,设计E类功率放大器的原则是:(1)电压关断后缓慢上升,关断瞬间不消耗功率。(2)电压在后半周末降为零,保证开通瞬间器件的并联寄生电容上没有电荷,就不会放电。(3)后半周末的变化率为零。当开通时,保证器件上的电压为零可以缓慢降低开通瞬间的功率损耗。,
24、图 8-22 中,负载网络中C1的部分或全部是器件的并联寄生电容。谐振回路的频率低于工作频率,在工作频率上可以看作一个与外部电抗负载串联的调谐回路。调谐电路通过正弦波负载电流时,电抗性负载导致了这个电流与电压基波分量相移。输入电流与正弦波负载电流的差在器件导通时通过器件,在关断时通过C1,这个电流差也是正弦波,但是它与负载电流有180相差,且含有通过扼流电感的直流成分。电流的关系见图8-23。开关电压是C1电流的积分,相移量可以用谐振回路调整,这样就可以保证满足上述三个原则。,图 8-23 E类功率放大器负载回路的电流关系,5.F类功率放大器在C类放大器中,输出网络谐振于输入信号的基波和一个或
25、多个高次谐波上就是F类放大器。图8-24为一个三次谐波峰值功率放大器,串联谐振器为三次谐波振荡,并联谐振器谐振于基波频率。连续波激励放大器后,放大器近似为半周通断状态。串联谐振回路阻断三次谐波,使其返回放大器C极。如果相位和幅度合适,可以使C极方波电压比UCC的平均值高两倍,增强开关效果,增大基波的幅度。三次谐波是基波幅度的九分之一时,效果最好,效率可达88。,图 8-24 三次谐波反射的F类功率放大器,方波的傅立叶分析为奇次项,要想在C极形成好的方波,负载必须对偶次成分呈现低阻,对奇次成分呈现高阻。图中,CB对二次谐波起短路作用,同时有隔直流作用。C类放大器的设计也是从Q值入手。Q由RL以及
26、基波谐振回路的L1和C1决定。,输出回路对2f0呈现短路,有 考虑两个谐振回路的参数与谐振频率的关系,CB和串联谐振回路对基波是短路,可得而L3、L1 由3f0和f0与上述两个电容的关系决定。,串联谐波谐振器可以用基频四分之一波长传输线取代,对射频/微波功率放大器的设计和加工都是比较方便的。传输线对偶次谐波而言,是四分之一波长的偶次倍,是半波长谐振器,相当于短路;对奇次谐波而言,是四分之一波长的奇次倍,是四分之一波长谐振器,相当于开路,符合形成良好方波的要求。仿真实例：900 MHz,18 MHz带宽F类功率放大器如图8-25 所示。计算后电路中CB=1 F,Z0=20,C1=936.6pF,
27、L1=33.39 pH,RL=42.37,UCC=24 V,R1=5 k,R2=145 k。,图 8-25 传输线F类功率放大器,集电极电流、电压和负载功率的结果见图8-26。输入功率为2.363 mW,电压为0.11 V,输出功率为5.5 W,这是最好情况。这类放大器的输出功率对输入功率十分敏感,有个最佳值。6.线性功率放大器为了改善前述开关类功率放大器的线性特性,目前也有两种方法：LINC和S类放大器。LINC（Linear Amplification with Non Linear Components)是用非线性元件实现线性放大,把大功率调幅信号分成两路相位固定的信号送入开关高效率放大
28、器,然后再组合。每个放大器都是深度开关状态,整体放大器线性非常好,与C类效率相当,线性比A类还好,电路结构如图8-27所示。,S类是用带通-调制输入信号,这是音视频功率放大器向微波技术的发展。图8-28（a）为经典的S类放大器,图（b）为微波S类放大器。微电子技术使得这类微波功率放大器得到突破性进展。,图 8-26 900 MHzF类功率放大器的输出信号,图 8-27 LINC功率放大器,图 8-28 S类放大器结构,7.前馈式功率放大器前馈放大器的思想是抵消发射机中产生的杂波。发射机的失真主要来源于功率放大器的谐波、交调和噪声。图8-29 给出了前馈放大器的结构。延迟线和衰减器调整误差放大器
29、输出信号的幅度和相位,使得输出端能够抵消主路的杂波。,图 8-29 前馈式功率放大器,到达误差放大器的输入信号幅度应该调为零,剩下的信号就是主放大器产生的误差信号。调整第二个延迟线、第四个耦合器、误差放大增益可以使整个输出无失真。误差放大器也会带来新的失真,但小信号放大器的线性度要好一些。对于要求更高的场合,还可再增加一个更小信号的误差放大器来控制第一个误差放大器。8.分布式功率放大器分布式功率放大器又称为行波放大器。如图8-30 所示,晶体管的寄生电容和电感作为传输线的组成部分,好像用晶体管构成的传输线,传输线在很宽频带内与所要求的终端匹配。这种放大器的最大好处是频带极宽,可以达到几个倍频程
30、。,图 8-30 分布式功率放大器,9.功率合成器 更大功率的输出用前述各种功率放大器作为基本单元进行功率合成。功率合成的四种方案如图8-31 所示。并联结构是大功率合成器的理想方式,单元功率放大器的功率不会进入其他单元。每个单元要特性一致,叠加后线性输出。设计和调试中,要掌握每个单元的输入输出阻抗（反射系数）,才能设计出分支网络,并预留调试小岛。并行结构中,如果某个单元损坏,整机还可继续工作。各种功率合成器中的混合网络设计参见第5、6章,每个放大器单元的核心是选择合适的器件。,图 8-31 功率合成的四种方案(a)平行合成器;(b)功分器/合成器;(c)串馈结构;(d)混合矩阵合成,8.4.
31、3 对功率放大器的几点说明1.现有器件的比较表 8-6 给出了现有功率放大器所用器件的特性比较,以供设计功率放大器时选择器件参考。,表 8-6 现有功率放大器器件的比较,2.几种功率放大器器件的参数表 8-7 给出几个功率放大器场效应管的具体指标,供参考。,表8-7 几种功率放大器器件的参数,3.功率放大器的几点说明对功率放大器有以下几点说明：(1)大功率放大器的效率与系统要求的发射功率的变化和效率有关,也就是与调制方式有关。(2)对于调制引起的功率大幅度变化,系统最好采用功率可变的电源。(3)开关模放大器的高效率依赖于晶体管高频特性的提高。开关瞬间必须快,与微波信号频率相适应。(4)线性开关放大器要求信号处理功能,为了获得高性能功率放大器,有必要与数字信号处理相结合。(5)为了优化发射机系统,放大模块小信号并与天线结合是发展趋势。,
