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1、2.1 基本放大电路的组成及工作原理2.2 放大电路分析方法2.3 共集电极电路和共基极电路2.4 多级放大电路与组合放大电路2.5 放大电路的频率特性2.6 放大电路设计举例,第2章 基本放大电路,返回主目录,第2章 基本放大电路,2.1基本放大电路的组成及工作原理 放大电路的组成 在生产实践和科学研究中需要利用放大电路放大微弱的信号，以便观察、测量和利用。一个基本放大电路必须有如图2.1.1(a)所示各组成部分：输入信号源、晶体三极管、输出负载以及直流电源和相应的偏置电路。其中，直流电源和相应的偏置电路用来为晶体三极管提供静态工作点，以保证晶体三极管工作在放大区。就双极型晶体三极管而言，就
2、是保证发射结正偏，集电结反偏。,输入信号源一般是将非电量变为电量的换能器，如各种传感器，将声音变换为电信号的话筒，将图像变换为电信号的摄像管等。它所提供的电压信号或电流信号就是基本放大电路的输入信号。图2.1.1（b）是最简单的共发射极组态放大器的电路原理图。我们先介绍各部件的作用。1.晶体管V 2.直流电源UCC 3.基极偏流电阻Rb 4.集电极电阻Rc 5.耦合电容C1、C2,2.1.2放大电路的工作原理 在图2.1.1(b)所示基本放大电路中，我们只要适当选取Rb、Rc和UCC的值，三极管就能够工作在放大区。下面我们以它为例，分析放大电路的工作原理。1.无输入信号时放大器的工作情况 在图
3、2.1.1(b)所示的基本放大电路中，在接通直流电源UCC后，当ui=0时,由于基极偏流电阻Rb的作用，晶体管基极就有正向偏流IB流过，由于晶体管的电流放大作用，那么集电极电流IC=IB，集电极电流在集电极电阻Rc上形成的压降为UC=ICRc。,显然,晶体管集电极-发射极间的管压降为UCE=UCC-ICRc。当ui=0时，放大电路处于静态或叫处于直流工作状态，这时的基极电流IB、集电极电流IC和集电极发射极电压UCE用IB、ICQ、UCEQ表示。它们在三极管特性曲线上所确定的点就称为静态工作点，其习惯上用Q表示。这些电压和电流值都是在无信号输入时的数值，所以叫静态电压和静态电流。2.输入交流信
4、号时的工作情况 当在放大器的输入端加入正弦交流信号电压ui时，信号电压ui将和静态正偏压UBE相串连作用于晶体管发射结上，加在发射结上的电压瞬时值为,uBE=UBE+ui 如果选择适当的静态电压值和静态电流值，输入信号电压的幅值又限制在一定范围之内，则在信号的整个周期内，发射结上的电压均能处于输入特性曲线的直线部分，如图2.1.2(a)，此时基极电流的瞬时值将随uBE变化，如图2.1.2(b)。基极电流iB由两部分组成,一个是固定不变的静态基极电流IB；一个是作正弦变化的交流基极电流ib。iB=IB+ib 由于晶体管的电流放大作用，集电极电流iC将随基极电流iB变化，如图2.1.2（c）所示。
5、,同样，iC也由两部分组成：一个是固定不变的静态集电极电流IC；一个是作正弦变化的交流集电极电流ic。其瞬时值为 iC=IC+ic（2.1.2）现在讨论集电极电阻Rc上的电压降uRc。因为uRc=iCRc，所以它要随iC变化，如图2.1.2（d）所示。由于UCC=iCRc+uCE，所以在图2.1.2(d)上，管压降的瞬时值uCE相当于UCC虚线下面的空白部分。把它单独画出，如图2.1.2(e)所示。显然，uCE也由两部分组成：一个是固定不变的静态管压降UCE，另一个是作正弦变化的交流集电极-发射极电压uce。,如果负载电阻RL通过耦合电容C2接到晶体管的集电极-发射极之间，则由于电容C2的隔直
6、作用，负载电阻RL上就不会出现直流电压。但对交流信号uce，很容易通过隔直电容C2加到负载电阻RL上，形成输出电压uo。如果电容C2的容量足够大，则对交流信号的容抗很小，忽略其上的压降，则管压降的交流成分就是负载上的输出电压，因此有 uo=uce（2.1.3）把输出电压uo和输入信号电压ui进行对比，我们可以得到如下结论：,(1)输出电压的波形和输入信号电压的波形相同，只是输出电压幅度比输入电压大。(2)输出电压与输入信号电压相位差为180。通过以上分析可知,放大电路工作原理实质是用微弱的信号电压ui通过三极管的控制作用去控制三极管集电极电流iC，iC在RL上形成压降作为输出电压。iC是直流电
7、源UCC提供的。因此三极管的输出功率实际上是利用三极管的控制作用，直流电能转化成交流电能的功率。,2.1.3放大电路的主要性能指标 分析放大器的性能时,必须了解放大器有哪些性能指标。各种小信号放大器都可以用图2.1.3所示的组成框图表示，图中Us代表输入信号电压源的等效电动势，Rs代表内阻。也可用电流源等效电路。Ui和Ii分别为放大器输入信号电压和电流的有效值，RL为负载电阻，Uo和Io分别为放大器输出信号电压和电流的有效值。衡量放大器性能的指标很多，现介绍输入、输出电阻，增益，频率失真和非线性失真等基本指标。,1.输入、输出电阻 对于输入信号源，可把放大器当作它的负载，用ri表示，称为放大器
8、的输入电阻。其定义的放大器输入端信号电压对电流的比值，即 ri=（）对于输出负载RL，可把放大器当作它的信号源，用相应的电压源或电流源等效电路表示，如图（a）和（b）所示。图中Ui是将RL移去，Us或者Is在放大器输出端产生的开路电压。In是将RL短接，Us或者Is在放大器输出端产生的短路电流。ro是等效电流源或电压源的内阻，也就是放大器的输出电阻。,它是在放大器中的独立电压源短路或独立电流源开路、保留受控源的情况下，从RL两端向放大器看进去所呈现的电阻。因此假如在放大器输出端外加信号电压U，计算出由U产生的电流I，则ro=U/I,如图2.1.4（c）。ro，ri只是等效意义上的电阻。如在放大
9、器内部有电抗元件，ro，ri应为复数值。2.增益 增益，又称为放大倍数，用来衡量放大器放大信号的能力。有电压增益、电流增益、功率增益等。1）电流、电压增益 电压增益用Au表示，定义为放大器输出信号电压与输入信号电压的比值。即,又,所以,同样,电流增益Ai和源电流增益Ais分别定义为,又,所以,2）功率增益 功率增益表示放大器放大信号功率的能力，定义为,一个信号源能够提供的最大功率，就是信号源加到匹配负载上的功率，我们定义为信号源额定功率,它是度量信号源功率容量大小的参数。负载能否得到这么大的功率，取决于负载是否与信号源内阻匹配。额定功率与负载大小无关，而实际得到的功率则与负载大小有关。,放大器
10、的额定功率增益是指放大器输出额定功率PAo与输入信号源额定功率PAs的比值。在图2.1.4中，令ri=rs，那么输入信号源的额定功率为放大器的输出额定功率为则放大器的额定功率增益为,式中，Auso=Ut/Us是负载RL断开时放大器的源电压增益。由上可知，GPA与放大器输出端所接负载大小无关，但和输入端是否与信号源内阻匹配有关。输入端匹配时，放大器输入端得到的功率最大。相应的输出额定功率PAo最大，这时，GPA最大。3.频率失真 因放大电路一般含有电抗元件，所以对于不同频率的输入信号,放大器具有不同的放大能力。相应的增益是频率的复函数。即,上式中，A()是增益的幅值，A()是增益的相角，都是频率
11、的函数。我们将幅值随变化的特性称为放大器的幅频特性，其相应的曲线称为幅频特性曲线;相角随变化的特性称为放大器的相频特性，其相应的曲线称为相频特性曲线。它们分别如图2.1.5（a）和（b）所示。在工程上，一个实际输入信号包含许多频率分量，放大器不能对所有频率分量进行等增益放大，那么合成的输出信号波形就与输入信号不同。这种波形失真称为放大器的频率失真。要把这种失真限制在允许值范围内，则放大器频率响应曲线中平坦部分的带宽应大于输入信号的频率宽度。,4.非线性失真 非线性失真主要由晶体三极管伏安特性曲线的非线性产生。假如输入信号为正弦信号电压Ug=Ugmsint时，由于非线性失真，输出集电极电流波形就
12、将是非正弦的，该波形可分解为众多频率分量。基波分量为不失真分量，假设它的振幅为Ic1m；二次及其以上各次谐波分量为失真分量，假设他们的振幅分别为Ickm（k=2，3，4，），则衡量放大器非线性失真大小的非线性失真系数定义为THD，即,2.2 放大电路分析方法,前面我们对放大电路进行了定性分析，本节将介绍对放大电路进行定量分析计算的方法。对一个放大电路进行定量分析，不外乎做两方面工作：第一，确定静态工作点；第二，计算放大电路在有信号输入时的放大倍数、输入阻抗、输出阻抗等。常用的分析方法有两种：图解法和微变等效电路法。在分析放大电路时，为了简便起见，往往把直流分量和交流分量分开处理，这就需要分别画
13、出它们的直流通路和交流通路。分析静态时用直流通路，分析动态时用交流通路。,在画直流通路和交流通路时，应遵循下列原则：（1）对直流通路，电感可视为短路，电容可视为开路；(2)对交流通路，若直流电源内阻很小，则其上交流压降很小，可把它看成短路；若电容在交流通过时，交流压降很小，可把它看成短路。,2.2.1图解法 在三极管特性曲线上，用作图的方法来分析放大电路的工作情况，称为图解法。其优点是直观，物理意义清楚。1.作直流负载线确定静态工作点 1)直流负载线作法 我们把图 2.2.1 的基本放大电路输出回路的直流通路，画成如图 2.2.2(a)所示,用AB把它分为两部分。右边是线性电路，端电压uCE和
14、电流iC必然遵从电源的输出特性，满足：uCE=UCC-iCRc,若在uCE和iC的平面中，显然上式代表的是一条直线方程，在UCC选定后，这条直线就完全由直流负载电阻Rc确定，所以把这条线叫做直流负载线。它代表了外电路的电流和电压之间的关系。直流负载线的作法，一般是先找两个特殊点：当iC=0时，uCE=UCC(M点)；当uCE=0时，iC=UCC/Rc(N点)，我们将MN连起来，就得到如图 2.2.2(c)中直线MN，也就是放大电路直流负载线。直流负载线的斜率,2)确定静态工作点 图 2.2.2(a)左边是三极管的非线性电路，电压uCE和电流iC遵从三极管的输出特性曲线。在静态时，iB为不变的值
15、，所以它们只能在图 2.2.2(b)中的曲线族的某一条曲线上变化。iC是两边同一支路的电流，uCE是两边共同两点的电压，它们既遵从直流负载线又遵从一条输出特性曲线，所以我们可以把直流负载线MN移到三极管输出特性曲线上去，这样得到了图 2.2.2(d)，剩下的工作就是确定一条输出特性曲线，该曲线与直流负载线的交点，就是静态工作点。,我们知道当已知静态电压UBE时，可以从输入特性曲线图 2.2.2(e)中找到静态电流iB,依iB便确定了输出特性曲线为图 2.2.2(d)中的某一条，该曲线与MN的交点Q就是静态工作点，Q所对应的静态值ICQ、IBQ和UCEQ也就求出来了。但uBE一般不容易得到确定的
16、值，因此求IBQ一般不用图解法，而用近似公式,进行计算,例如，求图 2.2.1 电路的静态工作点，在输出特性曲线图中作直流负载线MN。,M点：N点：,静态偏流,如图 2.2.2(d)所示，iB=40A的输出特性曲线与直流负载线MN交于Q(9,1.8)，Q即为静态工作点，静态值为,IBQ=40A ICQ=1.8mA UCEQ=9V,3)直流负载线与空载放大倍数 放大电路的输入端接有交流小信号电压，而输出端开路情况称为空载放大电路，虽然电压和电流增加了交流成分，但输出回路仍与静态的直流通路完全一样，仍满足：,所以可用直流负载线来分析空载的电压放大倍数。设图 2.2.1 中输入信号电压,忽略电容C1
17、对交流的压降，则有 uBE=UBEQ+ui由图 2.2.3 的输入特性曲线得如图 2.2.3(a)所示基极电流iB，iB=IBQ+ib=40+20sintA根据iB的变化情况,在图 2.2.3(b)中进行分析，可知工作点是在以Q为中心的Q1、Q2两点之间变化，ui的正半周在QQ1段，负半周在QQ2段。,因此我们画出iC和uCE的变化曲线如图 2.2.3(b)所示，它们的表达式为iC=1.8+0.7sintmA uCE=9-4.3sintV输出电压uo=-4.3sint=4.3sin(t+)V电压放大倍数,从图中可以看出，输出电压与输入电压是反相的。,2.作交流负载线和动态分析 前面我们分析了静
18、态和空载的情况，而实际放大电路工作时都处于动态，并接有一定的直接负载或间接负载，负载以各种形式出现，但都可等效为一个负载电阻RL，如图2.2.4(a)所示。在图 2.2.4(a)中，因为UCC保持恒定，对交流信号压降为零，所以从输入端看，Rb与发射结并联，从集电极看Rc与RL并联，因此放大电路的交流通路可画成如图2.2.4(b)所示的电路，图中交流负载电阻,因为电容C2的隔直流作用，所以RL对直流无影响，为了便于理解，我们先用上面的方法作出直流负载线MN，设工作点为Q，如图 2.2.5 所示。下面讨论交流负载线的画法。在图 2.2.4(b)所示的交流通路中 uce=-icRL(2.2.4)依叠
19、加原理，有 iC=ICQ+ic(2.2.5)uCE=UCEQ+uce,上面三式联立,uCE=UCEQ-icRL=UCEQ-(iC-ICQ)RL整理得 iC=,这便是交流负载线的特性方程，显然也是直线方程。当iC=ICQ时，uCE=UCEQ，所以交流负载线与直流负载线都过Q点。其斜率为,已知点Q和斜率K便可作出交流负载线来。但斜率不易作得准确，一般用下列方法作交流负载线。如图 2.2.5 所示，首先作直流负载线MN，找出静态工作点Q，然后过M作斜率为-1/RL的辅助线ML，(OL=UCCRL)，最后过Q作MN平行于ML，所以MN的斜率也为-1/RL，而且过Q点，所以MN即是所求作的交流负载线。下
20、面通过例题来说明如何用图解法分析动态放大电路、求放大倍数，并讨论负载对放大倍数的影响。,例 2.2.1在图2.2.4 所示电路中，已知Rb=300 k,Rc=4 k，RL=4 k,UCC=12V,输入电压ui=0.02 sint(V)，三极管的输出特性曲线如图 2.2.6(b)所示，输入特性如图2.2.6(a)所示，试画出电路的直流负载线和交流负载线，并通过作图求RL接入前后的电压放大倍数。解(1)作直流负载线，求静态工作点。直流负载线特性方程为,可知，它在iC轴和uCE轴上的截距分别为,过MN两点作直线MN，即为电路的直流负载线。,iB=40A的输出特性曲线a与直流负载线MN相交于Q点，Q即
21、为静态工作点，静态值为,IBQ=40 AICQ=1.5mAUCEQ=6V,(2)按直流负载线求Rc接入前的放大倍数。在图 2.2.6(a)的输入特性曲线上找到IBQ=40 A的点Q，UBEQ0.6 V 叠加输入电压ui后 uBE=UBEQ+ui=0.6+0.02sintV,从输入特性曲线得 iB=40+20sintA依iB的变化，可知工作点在直流负载线MN的Q1和Q2两点之间的变化，ib正半周时在Q1Q段，ib负半周时在Q2Q段，所以有 uCE=6-3sintV 输出交流电压 uo=-3 sint=3 sin(t-)V 电压放大倍数,(3)作交流负载线。交流负载电阻,在iC轴上定点L，使OL=
22、6mA，连接ML，过Q作MNML,MN为所求的交流负载线。,(4)用交流负载线求接入RL后的电压放大倍数。依ib的变化，可知RL接后工作点在交流负载线上的Q1与Q2之间变化，ib正半周时在Q1Q段，ib负半周时在Q2Q段，所以有 uBE=6-1.5 sintV输出交流电压 uo=-1.5sint=1.5sin(t-)V电压放大倍数,显然，接入负载后输出电压减小，放大倍数减小，RL愈小这种变化愈明显。这是因为有：RL愈小RL愈小交流负载线愈陡iC的变化范围愈小uCE的变化范围愈小。所以输出电压uo愈小，即放大倍数愈小。3.放大器的非线性失真和静态工作点的选择 三极管的非线性表现在输入特性的弯曲部
23、分和输出特性间距的不均匀部分。如果输入信号的幅值比较大，将使iB、iC和uCE正、负半周不对称，产生非线性失真，如图2.2.7所示。,静态工作点的位置不合适，也会产生严重的失真，大信号输入尤其如此。如果静态工作点选得太低，在输入特性上，信号电压的负半周有一部分在阈电压以下，管子进入截止区，使iB的负半周被“削”去一部分。iB已为失真波形，结果使iC负半周和uCE的正半周(对NPN型管而言)被“削”去相应的部分输出电压uO(uCE)的波形出现顶部失真，如图 2.2.8(a)所示。因为这种失真是三极管在信号的某一段时间内截止而产生的，所以称为截止失真。如果静态工作点选得太高，尽管iB波形完好，但在
24、输出特性上，信号的摆动范围有一部分进入饱和区，结果使iC的正半周和uCE的负半周(对NPN管)被“削”去一部分，输出电压uO(uCE)的波形出现底部失真，如图 2.2.8(b)所示。,因为这种失真是三极管在信号的某一段内饱和而产生的，所以称为饱和失真。PNP型三极管的输出电压uO的波形失真现象与NPN型三极管的相反。对一个放大电路，希望它的输出信号能正确地反映输入信号的变化，也就是要求波形失真小，否则就失去了放大的意义。由于输出信号波形与静态工作点有密切的关系，所以静态工作点的设置要合理。所谓合理，即Q点的位置应使三极管各极电流、电压的变化量处于特性曲线的线性范围内。具体地说，如果输入信号幅值
25、比较大，Q点应选在交流负载线的中央；如果输入信号幅值比较小，从减小电源的消耗考虑，Q点应尽量低一些。,2.2.2微变等效电路分析法 用图解法分析放大电路，虽然比较直观，便于理解，但过程烦琐，不易进行定量分析。因此我们将进一步讨论等效电路分析法。三极管各极电压和电流的变量关系，在大范围内是非线性的。但是，如果三极管工作在小信号的情况下，信号只是在工作点附近很小的范围内变化，那么，此时三极管的特性可以看成是线性的，其特性参数可认为是不变的常数。因此，可用一个线性电路来代替在小信号工作范围内的三极管，只要从这个线性电路的相应引出端看进去的电压和电流的变量关系与从三极管对应引出端看进去的一样就行。这个
26、线性电路就称为三极管的微变等效电路。,用微变等效电路代替放大电路中的三极管，使复杂的电路计算大为简化。对不同的使用范围和不同的计算精度，可以引出不同的等效电路。下面分别介绍简单的等效电路和h参数等效电路。1.简单的等效电路 1)简单的等效电路分析要点(1)小信号输入，因为动态范围很小，可以认为是在作线性变化，如图2.2.9(a)电路所示，在静态工作点Q附近，输入特性曲线和输出特性曲线均可视为直线的一部分。在输入特性曲线上,当uCE一定时，iB与uBE成正比;在输出特性曲线上，各条曲线平行且间隔均匀，当uCE一定时,iC,与iB成正比。由此可以得到三极管的动态输入电阻为 电流放大倍数为(2)忽略
27、uCE对输入特性的影响，即iB与uCE无关，动态范围只是在同一条输入特性曲线上。所以从输入端b、e看，在小信号情况下，三极管就是一个线性电阻，即动态输入电阻,(3)忽略uCE对输出特性的影响，即iC与uCE无关，动态只是局限在这个小范围内，在这个范围内，输出特性曲线不但互相平行、间隔均匀，而且均与uCE轴平行，电流放大倍数为一恒量。即,由式(2.1.1)、(2.1.2)有iB=ib、iC=ic，故,因此，从输出端c、e极看，三极管就成为一个受控电流源，于是,iC=iB或 ic=ib 满足以上三点，非线性的三极管就成为线性元件，它的b与e之间为一个电阻rbe，c与e之间为一个受控电流源ib，因此
28、可画出晶体管的线性等效电路如图2.2.9(b)所示。我们称图2.2.9为简化的三极管等效电路。严格来讲,iC不是只由iB决定，还与uCE有关,uCE增大时iC也增大，输出特性曲线的斜率是略大于零的,而且各条曲线不完全相同；,另外，iB也不只由uBE决定，还与uCE有关,不同的uCE值有不同的输入特性曲线,各条输入特性曲线也不尽平行。尽管如此，在微小信号作用下的小动态范围内以及在合适的静态工作情况下，简化的三极管的电路是基本能反映实际电路的。实际上，当uCE1V时，输入特性曲线已靠得很近，可认为共一条输入特性曲线;输出特性曲线已接近与uCE轴平行，对小功率的三极管，在IE5mA 的情况下，用简化
29、等效电路计算的结果与实际测量比较接近，足以满足工程计算的要求。我们把基本放大电路中的三极管用其简化等效电路代替，并画出其交流通路，就成为基本放大电路的简化等效电路，如图2.2.10所示。,根据图2.2.10等效电路，可以求电路的输入电阻ri、输出电阻ro和电压放大倍数Au。从输入回路，可得输入电阻 ri=Rbrbe(2.2.9)又Rb rbe，所以 rirbe 从输出端看放大电路的电阻时，电流源作为开路，所以输出电阻为,ro=Rc(2.2.10)输入电压 ui=ibrbe 输出电压 uo=-ibRc 电压放大倍数,如果有负载RL，则 uo=-ibRL 式中 RL=RcRL,Au=,2)三极管输
30、入动态电阻rbe的计算 如图2.2.11所示为三极管的示意图，从图中可以看到，e、b间的电阻是由3部分构成的：基区的体电阻rbb、基射极之间的结电阻reb、发射区的体电阻re。根据PN结伏安关系式,式中,iE为PN结电流，参考方向为正向电流方向；IS为饱和电流的绝对值；k 为玻耳兹曼常数,等于1.38110-23J/K；q为电子电量，等于1.610-19C；u为PN结外加电压，参考方向为正向电压方向。,常温（T300 K）下，,所以静态值,因为三极管工作时，发射结正向电压u0.7V，所以e,代入（2.2.15）式得,令re=r eb+r e为发射结和发射区间的电阻。,因为一般情况下,r err
31、 eb,所以 rereb=依KVL有 uBE=iBr bb+iEre又 iE=(1+)iB以上三式联立得b、e间的动态电阻 rbe=,r bb的阻值对于不同类型的三极管相差是较大的，高频大功率一般为几十欧姆，低频小功率三极管一般为几百欧姆，如果取300，则 r be=300+(1+)(2.2.16)2.晶体管h参数等效电路 1）h参数特性方程及h参数等效电路 共射极电路的电流、电压关系可以写成下列形式：输入特性 uBE=f1(iB,uCE)(2.2.17)输出特性 iC=f2(iB,uCE)(2.2.18),将以上二式求全微分，则有,式中,hie、hre、hfe、hoe称为三极管在共射极接法下
32、的参数，将它们分别代入上边两式，得 duBE=hiediB+hreduCE diC=hfediB+hoeduCE因为 uBE=UBE+ube 假定电压、电流的变化没有超过特性曲线范围，信号电压增量可用交流分量代替，所以 duBE=ube diC=ic duCE=uce,所以，（2.2.25）式和(2.2.26)式改写为 ube=hieib+hreuce(2.2.27)ic=hfeib+hoeuce(2.2.28)（2.2.27）式和（2.2.28）式分别是晶体管共射极放大电路的输入特性方程和输出特性方程，又叫共射极h参数特性方程。根据这两个方程画出的等效电路叫晶体管共射极h参数等效电路，如图2
33、.2.12所示。2)h参数的意义 hie称为共射极电路输出端短路时的输入阻抗。,3.h参数等效电路的应用 用等效电路法分析放大电路的步骤是：先画出放大电路的交流通路，再用相应的等效电路代替三极管，最后根据定义计算放大电路的各项指标。下面，以图2.2.13(a)所示的放大电路为例来进行讨论。图2.2.13(a)所示的放大电路的交流通路如图2.2.13(b)所示。用参数微变等效电路代替三极管，便得到图2.2.13(c)所示的等效电路图（忽略了uce对输入回路的影响，即hre=0）。根据图2.2.13(c)，可对放大电路的性能指标进行计算,1)电压放大倍数Au 根据图2.2.13(c)，可以得到 u
34、i=hieib uo=-hfeibRt 式中，Rt=(1/hoe)RL，RL=RcRL。uo表达式中的负号是因为流过电阻电流的方向和电压降的参考方向不一致的结果。可得,Au=,因为通常情况下，1/hoeRL即RtRL，所以上式可近似为 Au-式中，负号表示输出电压和输入电压反相。,我们总希望一个电压放大电路的电压放大倍数足够大，以便获得所要求的输出电压。那么，Au的大小和电路元件的参数及静态工作点有何关系呢？下面，根据式Au-来进行分析。,（1）Rc增加，RL增加，则Au增大。但是，当Rc增大到一定程度，使得RLRL时，再增大Rc值对提高Au就没有作用了。另外，Rc过大，易产生饱和失真。（2）
35、hfe增加（如换管），在ICQ不变时，Au有所增大，但不明显。这是因为hfe增大时hie也随着增大的缘故。（3）ICQ增加，Au增大。将(2.2.16)式中令rbe、分别用hie、hfe代替，有hierbb+(1+hfe)可知，当IC增大（即IE增大），hie减小，因而Au增大。,在IC较小时，IC增加，Au增加较明显。但IC过大，易产生饱和失真。2)输入电阻ri 根据图2.2.13(c)可得,所以,通常Rb为几千至几百千欧姆，而hie只有1k左右，满足Rbhie条件，因此，上式可简化为 rihie(2.2.32)可见，共射电路的输入电阻比较小。3)输出电阻ro 将图2.2.13(c)电路的信
36、号源us短路（保留内阻rs），去掉RL 然后在输出端外加一正弦电压uo，如图2.2.14所示。由此，求出io值。,由输入电路 ib=0 由输出电路 io=,式中,所以,可见，输出电阻等于Rc与从集电极向里看进去的电阻并联。通常1/hoeRe，所以上式可简化为,4)源电压放大倍数Aus 源电压放大倍数就是输出电压uo与信号源电压us的比值，即,如果将放大电路的输入回路用该输入电阻ri代替，那么，可得到如图2.2.15所示的输入回路的等效电路。由此得 ui=代入上式，可得到,对于图2.2.13(a)所示的定基流偏置放大电路，通常有Rbhie，rihie，考虑到式(2.2.30)，则式(2.2.36
37、)可简化为,与式（2.2.29)相比，可以看出，由于信号源的内阻rg存在，源电压放大倍数变小。,例2.2.2在图2.2.13所示的放大电路中，已知三极管的hie=950，hfe=50，hoe=25mS(1/hoe=40)，rg=1k，Rc=RL=3 k，Rb=280k，UCC=12 V。试利用微变等效电路法求Au、Aug、ri和ro值。解 由以上各式得,Ri=Rb/hie=280/0.95 0.95k Ro=RC/(,例2.2.3放大电路如图2.2.16（a）所示。（1）推出静态工作点表达式；（2）用h参数微变等效电路导出Au、ri和ro的表达式。解 此电路的三极管发射极不直接接地，而是接入一
38、个电阻Re后接地。1)计算静态工作点 由图2.2.16(a)电路的偏置部分，可列出,UCC=RbIBQ+UBE+ReIEQ=RbIBQ+UBE+Re(1+hfe)IBQ=Rb+(1+hfe)ReIBQ+UBE所以 IBQ=,ICQhfeIBQ UCEUCC-(Rc+Re)ICQ 2)动态分析 假定C1、C2容值很大，可以认为交流短路，便可得图2.2.16(b)的h参数等效电路。据此，可写出下列关系式：,由输入回路 ui=hieib=hie+(1+hfe)Reib由输出回路 uo=-RLiC=-RL(hfeib+hoeuce)通常hfeibhoeuce，所以上式可简化为 uo-hfeibRL（2
39、.2.39）式中 RL=RcRL(1)求电压放大倍数Au。由上两式可得到电压放大倍数表达式：,可见，引入发射极电阻re后，电压放大倍数降低了。（2）求输入电阻ri。求输入电阻可分为两步：首先求出从基极b向里看进去的等效电阻ri，然后再同Rb并联，即为输入电阻ri。根据图2.2.16(b)和式（2.2.38），可得 ri=,显然，引入Re后，从基极向里看进去的输入电阻ri增大了。从放大电路输入端看进去的输入电阻为,（3）求输出电阻ro。计算输出电阻ro的等效电路如图2.2.16(c)所示。先求出从集电极（c点）向里看进去的输出电阻ro。然后再同Rc并联，即为输出电阻ro。由图2.2.16（c），
40、可得 ic=hfeib+hoeuce=hfeib+hoe(uo-ue)而,代入上式，整理得,hoeuo=(1+hoeRe+,可得从集电极看进去的输出电阻ro为,显然，发射极引入电阻Re后，从集电极看进去的输出电阻增大了。从输出端向里看进去的输出电阻ro为,ro=Rcro 通常RoRc，所以 roRc本节介绍了分析放大电路的两种方法。在解决一个放大电路的具体问题时，这两种方法常常混合使用，这样可使分析更为简便。,2.2.3放大器的偏置电路 偏置电路是各种放大器的必不可少的组成部分。我们在进行电路设计时，设置的偏置电路必须满足两个要求：一是给放大管提供所需的静态工作点电压和电流；二是在环境温度、电
41、源电压等因素变化时，静态工作点应当保持稳定。在诸多因素中尤其以环境温度的变化对静态工作点的影响最大。一些放大器在常温下，其静态工作点若确定合适，则能正常工作，但是在高温或低温条件下则不能，这是因为静态工作点随温度变化引起的。下面我们结合环境温度这个问题介绍几种常用的偏置电路。,1.固定偏置电路 电路如图2.2.17所示。现通过分析温度变化对静态工作点的影响,来说明偏置电路热稳定性的重要性。我们用近似估算法可求得该电路提供的IBQ、ICQ和UCEQ：,UCEQ=UCC-ICQRC,由上述各式可知，当UCC和Rb一定时，ICQ与晶体管参数以及UBE、ICBO有关。我们知道这三个参数均与温度有关。温
42、度每升高10,ICBO约增加一倍，温度每升高10,UBE约降低2.5mV，随温度每升高1，相对值增加（0.51.0）%。所以讨论偏置电路热稳定性实际上就是讨论这三个参数随温度变化而引起ICQ变化的特性。例 2.2.4在上述固定偏置电路中，假设晶体管为锗NPN管，室温时=50，UBE=0.25V，ICBO=1A,偏置电路的UCC=6 V，Rb=180k，Rc=2k。试计算温度由室温升高30时ICQ和UCEQ的变化情况。,解室温时由式（2.2.41）可求得 IBQ=32A，ICQ=1.65mA,UCEQ=2.7V 当温度升高30后，=65,UBE=0.175V,ICBO=8A,那么 IBQ=32.
43、4A,ICQ=2.6 mA,UCEQ=0.73V集电极静态电流变化的相对值为,由上例可以知道，温度升高30后，ICQ将明显增大，而UCEQ则明显减小。原本处于放大区中心的静态工作点如图2.2.18（a）所示，将沿直流负载线上升到靠近饱和区，如图2.2.18（b）所示。这时，加上基极输入正弦信号电流，当它变化到正半周期间，晶体三极管就会进入饱和区，使得集电极电流iC和电压uCE的波形产生严重的失真。因此，为了保证放大器在很宽的温度范围内正常工作，就必须采用热稳定性高的偏置电路。提高偏置电路热稳定性有许多措施，常采用分压式偏置电路和恒流源偏置电路。下面介绍这两种电路。,2.分压式偏置电路 分压式偏
44、置电路如图2.2.19所示。此电路既能提供静态电流，又能稳定静态工作点。图中Rb1、Rb2的作用是将VCC进行分压，在晶体三极管基极上产生基极静态电压UBQ。Re为发射极电阻，发射极静态电流IEQ在其上产生静态电压UEQ，所以发射结上的静态电压UBEQ=UBQ-UEQ。现在分析分压式偏置电路稳定静态工作点的过程。假设温度升高，ICQ或IEQ）随温度升高而增加，那么UEQ也相应增加。,如果Rb1和Rb2的电阻值较小，通过它们的电流远比IBQ大，则可认为UBQ恒定而与IBQ无关，根据UBEQ=UBQ-UEQ，则UBEQ必然减小，从而使IEQ、ICQ趋于减小，使IEQ、ICQ基本稳定。这个自动调整过
45、程可表示如下（“”表示增，“”表示减）：T（温度）ICQ(IEQ)UEQUBEQ ICQ(IEQ),反之亦然。由上分析可知分压式偏置电路稳定工作点的实质是：先恒定UBQ，然后通过Re把输出量（ICQ）的变化引回到输入回路，使输出量变化减小。,由上面的分析知道，要想使稳定过程能够实现，必须满足以下两个条件：（1）基极电位恒定。这样才能使UBEQ真实地反映ICQ(IEQ)的变化。那么，只要满足I1IBQ，就可以认为 UBQ也就是说UBQ基本恒定，不受温度影响。当然，为了实现I1IBQ，Rb1、Rb2的值应取得小些。但太小功耗大，而且也增大对输入信号源的旁路作用。,工程上，一般取I1(510)IBQ
46、。（2）Re足够大。这样才能使ICQ(IEQ)的变化引起UEQ更大的变化，更能有效地控制UBEQ。但从电源电压利用率来看，Re不宜过大，否则，UCC实际加到管子两端的有效压降UCEQ就会过小。工程上，一般取UEQ=0.2UCC或UEQ=13V。分压式偏置电路不仅提高了静态工作点的热稳定性，而且对于换用不同晶体管时，因参数不一致而引起的静态工作点的变化，同样也具有自动调节作用。,分压式偏置电路主要用在交流耦合的分立元件放大电路中。在交流耦合放大电路中，不论采用哪种组态电路，分压式偏置电路都具有相同的形式。如图2.2.20所示的三种基本组态放大电路，它们的直流通路都与图2.2.19所示的分压式偏置
47、电路相类似，而与采用什么组态无关。3.恒流源偏置电路 对恒流源偏置电路的要求，不仅要提供稳定的静态工作点电流，还应要有高的输出交流电阻。镜像恒流源电路是目前应用最广的一种高稳定恒流源电路，它特别适合于用在集成电路中。,图2.2.21是镜像恒流源的基本电路。它是由两个性能上严格配对的晶体三极管和一个电阻R组成的，其中V1管的集电极和基极相连，IR和Io为电路两边的电流。当晶体三极管工作在放大区时，V1和V2两管的发射极电流分别为,由于两管的发射结并联在一起，有uBE1=uBE2，所以,如两管对称，IEBS1=IEBS2，则iE1=iE2,由于 iE1=IEQ1=ICQ1+IBQ1 iE2=IEQ
48、2=ICQ2+IBQ2 其中，ICQ2=Io，ICQ1=IR-(IBQ1+IBQ2)，因此，当1=2=，IBQ1=IBQ2=IBQ时，经整理得 Io=IR-2IBQ 又IBQ=ICQ2/=Io/，上式可写为 Io=,当UCC和R为确定值时,由图可得 IR=(2.2.46)由上述分析可知,当IR确定后，Io也就被确定了。其中IR称为参考电流，Io称为输出电流。改变UCC或R，IR和相应的Io也就随之改变。Io如IR的镜像，故将这种恒流源电路称为镜像恒流源电路。它的输出交流电阻为V2管的输出电阻rce。如果电路左边不加固定电压UCC，而让该点电压浮动，则当Io改变时，IR也就将按式（2.2.44）
49、作相应变化。这时Io为参考电流，IR为输出电流。,如果UCCUBE，2，而两管又完全对称，那么，温度变化时就不会引起IR和Io的变化，因此，镜像恒流源电路是一种高热稳定的偏置电路。当晶体三极管的值比较小时，IBQ值较大，由式（2.2.44）可见，Io不等于IR，其值与有关。由于对温度的变化比较敏感，因而，恒流源电路的恒流值的精度和热稳定性均要相应降低。为了解决这个问题，可采用图2.2.22所示的改进电路。图中，在V1管的集电极和基极之间接入一级射极跟随器V3，利用射极跟随器的电流放大作用，减小IBQ对IR的分流值，从而提高Io作为IR镜像的精度和热稳定性。,为了避免V3管电流过小而使3值下降的
50、缺点，实际电路中常常在V3管发射极上接一个适当阻值的电阻Re，产生电流IE，使得V3管的发射极电流IEQ3=IBQ1+IBQ2+IE有所增大。上面介绍了IoIR的镜像恒流源电路。工程上，经常需要Io不等于IR，但与IR成一定比例关系的镜像恒流源电路。实现这种比例式的镜像恒流源电路可从两方面着手，一是从集成工艺方面考虑，另一措施是从电路结构方面考虑，如图2.2.23所示。图中，两管发射极上分别串接电阻R1和R2。由图所示的电路可知 uBE1+iE1R1=uBE2+iE2R2,若IEBS1=IEBS2，则由(2.2.42)式及上式有 uBE1-uBE2=Utln iE2R2-iE1R1足够大时，i
