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1、第七章 谐振开关技术,第三节 软开关电路的分类,第二节 谐振电路工作原理和开关损耗,第一节 概 述,内容提要与目的要求,内容提要与目的要求,掌握基本串联谐振电路和并联谐振电路原理。理解软开关技术的基本概念。重点：谐振电路原理及电路分析。,第一节 概 述,硬开关PWM（脉冲宽度调制），是指在功率变换过程中电力电子开关在开通和关断的瞬间均处于大电流或高电压的工作条件。图7.1给出了典型的硬开关过程中电流、电压和损耗的波形。从波形上可知，功率器件在高电压下开通、大电流时关断，因此要承受大的电压应力和热应力，且易超过安全工作区。,硬开关的缺点：1、开关损耗大，限制了开关元件的工作频率。2、方波工作方式
2、，产生较大的电磁干扰，电路存在着较大的动态电压、电流应力。3、在开关过程中，要求开关元件有较大的安全工作区。4、桥式电路拓扑，存在着上、下桥臂直通短路的问题。,电力电子装置高频化滤波器、变压器体积和重量减小，电力电子装置小型化、轻量化。开关损耗增加，电磁干扰增大。软开关技术降低开关损耗和开关噪声。进一步提高开关频率。,硬开关：开关的开通和关断过程伴随着电压和电流的剧烈变化。产生较大的开关损耗和开关噪声。软开关：在电路中增加了小电感、电容等谐振元件，在开关过程前后引入谐振，使开关条件得以改善。降低开关损耗和开关噪声。软开关有时也被成为谐振开关。工作原理：软开关电路中S关断后Lr与Cr间发生谐振，
3、电路中电压和电流的波形类似于正弦半波。谐振减缓了开关过程中电压、电流的变化，而且使S两端的电压在其开通前就降为零。,以闸刀开关作形象比喻，如果能在闸刀推合和拉开的瞬间人为地令开关间的电压或电流为零，岂不就可以避免拉弧火花的产生？在功率变换技术中，其实就是在主开关器件关断或导通的瞬间，实现其两端电压或电流为零的技术。也就是ZVS（零压开关）和ZCS（零流开关）软开关技术。,软开关技术的发展经历了高频逆变器、缓冲电路和谐振开关三个阶段。1.高频逆变器:负载带有谐振电路的逆变器称为正弦波逆变器或高频逆变器。水银整流器时代就已开始研究。晶闸管时代，高频逆变器作为开关损耗少的逆变器而著称，与整流电路组合
4、一起的高频环节DC-DC变流器可算是最早实用化的软开关技术。,2.缓冲电路:为了避免器件损坏或误动作，可使用抑制dudt、didt的电压缓冲器和电流缓冲器。利用缓冲器，器件本身的开关损耗能减少，并能实现软开关动作。缓冲电路进一步发展，拒电容和电感里积蓄的能量回馈到电源，称为无损耗缓冲器。,3.谐振开关:开关器件与谐振器结合构成谐振开关，即用软开关器件代替单个的半导体开关。1966年REMorgan用晶闸管做过软件仿真，即当今的ZCS。1975年NOSokal提出“E级放大器”，使用两个谐振器，使导通与关断时的dudt、didt为零，对器件来说成为理想的软开关。1984年开始，FLee对零电流开
5、关、零电压开关进行了一系列研究，并命名为准谐振变流器。当时在小型DC-DC变流器上应用，开关频率为0.52MHz，功率密度为l00W(50506)mm3。1985年美国弗吉尼亚工学院李泽元教授提出的谐振开关技术是在研究DCDC变换器过程中发展起来的。这种谐振开关的原理也可以应用于DCAC变换器。,1986年美国威斯康星大学的DMDivan教授提出了“谐振直流环逆变器(谐振环)的概念”，这对于谐振开关技术应用于DCAC变换器领域起了很大的推动作用。谐振环的原理是把原先具有恒定直流电压的母线变成一个高频直流脉动或高频交流母线，从而在母线上出现电压(或电流)过零现象，挂在这样母线上的逆变器中的开关器
6、件在同步信号的控制下，则能实现零电压或零电流条件下的开通和关断。1991年JungGCho等人提出的“新型并联谐振直流环软开关PWM变换器”是一种比较理想的拓扑结构。,所谓的软开关转换其理论上开关损耗为零。其优点如下：1、振式软开关转换无开关损耗，工作频率高。2、电磁干扰，开关转换过程中动态应力小。3、电能转换效率高，无吸收电路，散热器小。4、上下桥臂直通短路问题不存在了。在谐振直流环节的逆变器中，上下桥臂直通成了一种合理的工作状态。,谐振软开关电路中，零电压和零电流条件是由辅助的谐振电路所创造的。因此，本章首先介绍基本串联谐振电路和并联谐振电路工作原理，然后，分别介绍软开关技术在开关电源和直
7、流逆变器中的分类和典型应用。,第二节 谐振电路工作原理和开关损耗,一、串联谐振电路工作原理,如图7.2（a）所示为负载与电容并联的串联谐振电路。图中I0代表负载电流，Ud和I0为直流量，初始时间t0时的初始条件为IL0和Uc0，电路的方程为,式中，0为谐振角频率,当tt0时方程的解为：Z0为谐振阻抗 当Uc0=0，IL0=I0时，可得到如下公式：,二、并联谐振电路工作原理,如图7.3所示为一无阻尼并联谐振电路，它由电流源供电，电路的初始条件为：在t=t0时有Ic0和Uc0。状态变量为电感电流iL和电容电压Uc。其电路方程为当tt0时，上述两个方程的解为：,并联谐振电路的频率特性如图7.4所示。
8、当负载为电阻只RL时，品质因数为由图7.4(b)可知，当负载只RL一定时，以Q为参变量，电路阻抗ZP是频率的函数。图7.4(c)所示，电压相角为Ui，它是频率的函数。当s0时，容性阻抗小于感性阻抗，电压滞后于电流，电压相角接近于-90。,三、软开关损耗,1、典型的开关损耗 图7.5给出了纯阻负载电路中自关断器件开关工作时的典型电压和电流及其相应的 开关能量损耗波形。很显然，器件在工作过程中的损耗包括下面四部分：(1)断态损耗(漏电流引起的)P1；(2)通态损耗P2；(3)开通损耗Pon；(4)关断损耗Poff。,器件的总损耗为 P=P1+P2+Pon+Poff而器件的开关损耗定义为 Psw=P
9、on+Poff 通常，器件的断态损耗可以忽略，其通态损耗为 P2UonI,(7.8),(7.9),(7.10),若假定，在开关过程中器件的电压和电流按线性规律变化，同时在计算时忽略U。(通态压降)和漏电流，则器件的开通和关断损耗分别近似为 Pon=fswUIton Poff=fswUItoff 式中fsw为开关频率。式(7.11)和(7.12)表明，器件的开关损耗同开关频率fsw成正比。随开关频率增加，开关损耗将成为器件损耗的主要部分。,(7.11),(7.12),2、Buck电路中器件的开关损耗对于典型的Buck电路，当负载电流保持恒定时，其电路可等值于图7.6。在Q管关断期间，负载电流I0
10、。通过续流管D继续流通。现给Q管一个激励信号使其导通，D管中电流逐渐向Q管转移，因此在Q管电流上升期间，Q管上的电压必须保持在Ud而不下降，直到iQ=I0时，Q管上的电压才开始下降，如图7.7(a)所示。,同理分析，当已导通的Q管在撤除激励信号后，其上电压uQ必须首先从零开始上升，在Q管电压上升期间，Q管的电流iQ。维持在I0值，直到Q管上电压上升到Ud时，Q管中的电流 iQ才开始下降，如图7.7(b)所示。,根据图7.7的波形，在线性假设条件下，器件的开通和关断损耗分别表示为 Pon=fswUdI0tr(7.14)Poff=fswUdI0tf(7.15)比较式(7.12)和(7.14)以及式
11、(7.13)和(7.15)可知，Buck电路中器件的开关损耗更为严重。,若I0=50A，Ud400V，tf=tr=0.5s，fsw=20kHZ那么器件开关过程的瞬时峰值功率将达20kW，开通和关断的平均功率损耗为100W。其开关过程的动态轨迹如图7.8所示。因此，对于Buck电路，要进一步提高其脉宽调制频率到兆赫级，困难很大。在开关电路中，增设缓冲网络，虽然能进一步降低开关器件的开关损耗，但缓冲网络的损耗仍然存在。,3、PWM逆变器的开关损耗图7.9为PWM逆变器的一个桥臂，开关V1产生的损耗包括漏电流损耗、电压降损耗和开关损耗。图7.10用来观察开关器件的动作波形。图7.10a从0-连续改变
12、电阻Rv值，观察V1的开关动作，Rc表示导通时的电压降，RL表示关断时漏电流。对于电力半导体器件，一般稳态漏电流可以忽略。,开关动作时V1的电压和电流的波形如图7.10b所示。时刻V1触发导通，减小Rv，V1的电流随时间增大；到时刻，等于在期间，二极管电流从I减到零。以后，减小Rv，V1的电压变小时，Rv=0，导通结束。时刻，关断V1，增大Rv，V1的电压随时间增大。在时，等于电源电压E，VD2受正偏压。以后V1的电压等于电源电压，增大Rv，减小。在时刻，Rv=，电流I全部通过二极管VD2，关断结束。开关损耗的原因与器件的导通关断时间、二极管反向恢复时间、器件的极间电容及布线电感有关。,(1)
13、导通关断时间 开关消耗的瞬时功率Pa如图7.10c所示，峰值达EI。由开关引起的功率损耗为 ts导通时间和关断时间之和；f开关频率，与器件的开关时间成反比。比如 的器件，当f5kHz时，开关损耗不到输出峰值的1，比导通损耗小。,(2)二极管的反向恢复时间 MOSFET是高速开关器件，器件本身的导通时间、关断时间引起的损耗可以忽略，如图7-10d所示，Rv可用理想开关替换。导通时，在二极管反向恢复期间，V1VD2短路，V1的损耗明显增大。二极管的反向恢复时间与载流子寿命时间基本相等，V1增加的开关损耗为 极管的载流子寿命时间,二极管对P的影响程度与电源电压及二极管的累积电荷成正比QD，通常是，在
14、器件的导通时间ts上加上2即可。开关波形如图7-10b点划线所示，导通时产生的损耗大，如图7.10c所示。设二极管的反向恢复时间为l00ns，当f50kHz时，影响很大。使用ZCS可省掉这部分损耗。,(3)器件的极间电容 进行高频ZCS动作，器件的极间电容Cs的充放电损耗不能不考虑。导通时的累积电荷Cs由Vl短路而消耗，产生的损耗用下式表示：(7.18)比如，E=200V，Cs=1000pF，f=500kHz，得P=10W。相应地，开关器件的额定电流就降低了这部分容量。采用ZVS可省去第(2)、(3)中的损耗。,(4)布线电感开关动作时有几MHz以上的寄生振荡，导致EMI和高频损耗。复式谐 振
15、变流器(MRC)将布线电感作为谐振电感的一部分。器件产生开关损耗是由于导通或关断时器件上同时有电压和电流存在，即有电压和电流 的重叠时间，如图7.10b虚线所示。导通时电流从开始增大，如果将延迟到之后的（电压为零），并将关断时电压开始上升的时刻延迟到，就不会发生开关损耗。,电压、电流的重叠时间靠器件自身是解决不了的。实现消除重叠时间或在重叠时间很小的状态下进行开关动作的控制技术及该动作都称为软开关技术。通过外部电路，使加在器件上的du/dt或di/dt减小是软开关技术的基本手段，对EMI很有效。图7.11是器件的安全工作区，从、的轨迹可以看出，硬开关时为A、B，而软开关时为C、D。很显然，软开
16、关的电应力很小。,第三节 软开关电路的分类,六、降压式准谐振变换器,五、软开关的几个注意问题,四、谐振型PWM变流器,三、ZVS型准谐振变流器,二、ZCS型准谐振变流器,一、准谐振变换器,七、软开关PWM技术,一、准谐振变换器,准谐振变换器(QuasiResonantConverter，简称QRC)是在常规DC/DC开关变换器的基础上加上谐振电感和谐振电容形成的，谐振电感和谐振电容与原来PWM变换器中的功率器件一起构成谐振开关。在这种变换器的运行模式中将会出现谐振的工作模式，使功率开关管两端的电压或电流呈正弦波形，从而为功率开关管的开通和关断创造了零电压或零电流开关条件，减小了开关损耗。由于在
17、一个工作周期内，既有谐振运行状态，又有非谐振运行状态，即在一个周期内并不是全部处于谐振状态，故称为准谐振状态。,准谐振变换器分为两类：零电流准谐振电路(ZeroCurrentSwitching QuasiResonant ConverterZCSRC)：谐振开关在零电流状态下开通和关断。零电压准谐振电路(ZeroVoltage Switching QuasiResonant ConvenerZVSQRC)：谐振开关在零电压状态下开通和关断。,软开关电路的基本结构如图7.12所示，有三种。1串联电感它是ZCS(Zero Current Switching)的基本结构。开关器件导通时，抑制di/d
18、t，消除了U、i的重叠时间，防止发生开关损耗，可在任意时刻以ZCS开通。关断之前，串联电感上的能量要放光(电流为零)，以确保器件安全。2并联电容它是ZVS(Zero Voltage Switching)的基本结构。开关器件关断时，抑制du/dt，消除 zi重叠时间，避免发生开关损耗。可在任意时刻以ZCS关断。器件开通之前，并联电容上的电荷要放光，以确保器件安全。,3反并联二极管(如图7.12所示)当外电路电流流经二极管时，开关器件处于零电压、零电流状态。此时开通或关断开关器件，都是ZVS、ZCS动作。外电路由LC无源器件、辅助开关等谐振电路、辅助电路组成，也有同时使用电感和电容的情况。串联二极
19、管也能使开关器件为零电压、零电流状态，但因为有导通损耗，一般不使用。串联电感的ZCS、并联电容的ZVS与缓冲电路的想法一样。谐振型变流器兼用了反并联二极管的ZCS和ZVS的功能。,二、ZCS型准谐振变流器,该方案利用串联电感实现ZCS导通，谐振时电感放电，再利用反并联二极管进行关断的。图7.13是ZCS型准谐振变流器的基本结构。在反向导通的开关器件上串联谐振电感Lr，外侧并联谐振电容Cr，形成两波形零电流谐振开关。图7.14和图7.15分别为电压电流波形及其轨迹。t0时刻驱动开关器件导通，由于Lr的初始电流为零，开关动作属 ZCS。,此后有4个动作期间。t0t1(预备期间)：到t1时刻，iL=
20、I，续流二极管的电流为零。t1t3(谐振期间)：谐振的后半期间，iL变负，反并联二极管导通，此间关断开关。t3t4(恢复期间)：t4时刻，续流二极管的电压为零。t4(稳态期间)：I流过续流二极管，谐振停止。该期间可以持续到任意时候。,谐振开关在t0t4期间有一连串动作，中途不能停止，输出电压为Uc的平均值，以固定导通时间进行控制。该变流器没有开关器件和续流二极管之间的短路状态，开通与关断 都属ZCS型。由于谐振电流的叠加，开关器件的电流有效值增大，导通损耗在最大输出功率时为硬开关的1.5倍以上，1/2负载时为3倍。使用ZCS方式使器件导通时，器件的极间电容上积蓄的电荷都短路掉，该能量白白流失。
21、因此，一般ZCS只用在500kHz以下。,三、ZVS型准谐振变流器,该方式是利用并联电容使开关器件ZVS关断，由于谐振电容放电，并通过串联二极管 导通而工作的，也有电路把串联二极管改为并联二极管。图7.16是ZVS准谐振变流器的 基本结构，开关上并联谐振电容Cr，其外侧串联谐振电感Lr，构成零电压谐振开关。图7.17、图7.18为其电压电流波形和电压电流轨迹。其动作原理与ZCS几乎是对偶的。,t0时，Cr的初始电压为零，开关以零电压关断。t0t1(预备期间)：Cr以电流I充电，t0时刻，续流二极管的电压为0。t1t3(谐振期间)：续流二极管导通，LrCr谐振。在该期间的后半t2t3间，Uc为负
22、，串联二极管阻止了电压，此间以零电压开通。t3t4(恢复期间)：吃增大，到t4时刻iL=I续流二极管的电流为零。t4(稳态期间)：开关导通，I流经开关，谐振停止，该期间可任意持续。,该准谐振变流器的关断时间是固定的，通过控制频率可以控制输出电压。准谐振 ZVS实现零电压开通的条件是：谐振电压的峰值高于电源电压。由于峰值电压正比于I，如果太小，如图7.18的I所示，则Uc的最小值达不到零，满足不了零电压导通的条件。,谐振ZVS开关器件的极间电容是谐振电路的一部分，不造成损耗，适用于500kHz以上高频动作，但负载范围窄，只适用于固定负载或接近于固定的负载。使用谐振开关能比较容易得到ZCS、ZVS
23、，从而减少开关损耗，与传统的PWM比较，开关频率可提高10100 倍。但存在如下问题，特别是效率方面。功率器件的电流有效值增加；功率器件的电压峰值增大；不能以固定频率进行PWM控制。,四、谐振型PWM变流器,该方案使用辅助开关，以固定频率的PWM进行输出电压控制，是谐振型开关。图7.19为其ZCS电压电流轨迹，在A、C点谐振电容的电流为零，B、D点谐振电感的电压为零。因此，一种方法是，电容上串联辅助开关，在A点或C点关断辅助开关，可中途停止谐振，保持电容的电压。过了任意时间之后，再触发辅助开关，谐振又开始，打破了原来的停止状态，当主开关关断，导通时间结束。辅助开关的导通关断也都是以ZCS进行的
24、。,如上所述，使用辅助开关可以方便地改变导通时间，实现固定频率的PWM控制。图7.20的PWM变流器主开关使用晶闸管，辅助开关使用晶闸管及反并联二极管，谐振的停止点在C点，与反向导通晶闸管斩波换相电路很类似。谐振频率较开关频率高得多，可缩短谐振期间，成为部分谐振变流器，克服了准谐振变流器的缺点。,五、软开关的几个注意问题,(1)部分谐振PWM 为了使效率尽量和硬开关时接近，必须防止器件电流有效值的增 加。因此，在一个开关周期内，仅在器件开通和关断时使电路谐振，称为部分谐振。(2)无损耗缓冲电路使串联电感或并联电容上的电能释放时不经过电阻或开关器件。称为无损耗缓冲电路，常不用反并联二极管。(3)
25、IGBT器件在电动机控制中主开关器件多采用IGBT，IGBT关断时有尾部电流，对关断损耗有很大影响。因此，关断时采用零电流时间长的ZCS更合适。,(4)并联谐振 在构造部分谐振电路时，应避免主电流通过谐振电路，即谐振电感应与 主电路并联。谐振型PWM除导通损耗增加，器件的峰值电压增大等缺点外，其效率与硬开关PWM差不多。具体电路有谐振极PWM、ZCT(Zero Current Transition)PWM。ZVT(ZeroVoltageTransition)PWM等。上述电路在降压、升压、升降压变流器上都能应用。,六、降压式准谐振变换器,以降压式准谐振变换器ZCSQRC电路为例来说明其工作原理
26、。开关S闭合时，由于电感上的作用，S在零电流条件下导通；S导通后，电感工与电容C的谐振，使通过开关器件的电流呈近似正弦波形，从而又为开关器件S的断开创造了条件；当电感电流谐振到零时，开关器件S可在零电流条件下关断。,为了简化下面的分析过程，考虑到滤波电感在一个谐振周期中，上中的电流可看作近似不变，因此滤波电路及负载将用一个恒流源等效代替，如图7.21所示。图7.22为电路在一个开关周期中的主要波形。图7.21所示电路在一个开关周期中可分为4个时间段描述，相对应的电路拓扑模式如图7.23所示。,假定在初始时刻之前，开关S处于断开状态，输出电流I0通过二极管D续流，电容C上的电压为零，在t=t0时
27、，开关S在零电流条件下导通。(1)t0t1时间段 在这一时间段，开关S导通，电感电流iLr I0，在电压Uin作用下线性上升，其等效电路如图7.23(a)所示，这一时间段有：初始条件为：解方程式(7.19)并代入初始条件可得：,(7.19),(7.20),在t1时刻，iLr上升到等于输出电流I0，这个时间段结束，由式(7.20)可得这个时间段的长度：(2)t1t2时间段在时刻t1，iLr等于I0，二极管D截止，电感Lr与电容Cr开始谐振，这时有：,(7.22),(7.21),初始条件：解微分方程组(7.22)并代入初始条件可得：式中,为谐振角频率,谐振电路的特性阻抗。,(7.23),这个时间段
28、的等效电路如图7.23(b)所示，另外从式(7.23)可看出：当 时 当 时,如果在图7.23(a)所示电路中应用的是半波型谐振开关(半波模式)，则在 的某一时刻ta，iLr下降到零，这时开关S可以在零电流下断开，这个时间段结束。如果应用的是全波型谐振开关(全波模式)，iLr下降到零后，iLr将通过开关S的反并联二极管继续向反方向谐振，并将能量反馈回输入电源，当iLr在时刻tb从反方向再次谐振回零时这个时间段结束。,在tatb这段间隔，开关S可以在零电压零电流下完成关断过程，由此可得这个时间段长度：式中。对于半波型谐振开关，。对于全波型谐振开关,。,(7.24),(3)t2t3时间段这一时间段
29、的等效电路拓扑如图7.23(c)所示，在这个时间里开关S断开，二极管D断开，输出电流通过电容C流通，电容电压处于线性放大状态，这时候有：初始时刻 解微分方程式并代入初始条件可得：当ucr在时刻t3重新谐振回零时，二极管D导通，t2t3时间段结束。,(7.26),(7.25),由式(7.24)可知，,则：对于半波模式，sign=-1，对于全波模式，sign=+1。把ucr(t3)=0及式(7.27)代入式(7.26)可得时间段长度：,(7.27),(7.28),(4)t3t4时间段这一时间段的等效电路拓扑如图7.23(d)所示。在这个时间段里，开关S断开，二极管D导通，输出电流通过二极管D续流，
30、电容电压被钳位在零，这时有：iLr=0，ucr=0。这个时间段的长度取决于电路的开关周期。该电路的开关周期为Ts，则：T4=t4 t3=Ts(T1+T2+T3)(7.29)而T4的长度将决定输出电压的大小，当下一开关周期到来时，开关S再次导通，T4时间段结束，整个开关周期也结束。,七、软开关PWM技术,概述1、零电压谐振电路2、工作过程分析3、零电流谐振电路4、ZVS同ZCS比较,概述,准谐振变换电路和常规的PWM硬开关变换电路相比较，具有许多比较明显的优点：由于开关在零电压或零电流条件下完成开通与关断过程，电路的开关损耗大大降低，电磁干扰大大减小，变换电路可以以更高的开关频率工作，相应变换器
31、的功率密度可以大大提高等。二者也存在着一些明显的不足：开关器件可能承受过高的电压应力和电流应力，QRC变换电路的输出需采用调节频率的方法来控制，给实际应用带来了很多的麻烦。,常规的PWM变换器其频率恒定，当输入电压或负载变换时，通常靠调节开关的占空比来调节输出电压，属恒频控制，控制方法简单；而对于QRC变换电路，当输入电压或负载在大范围内变化时，为了实现对输出电压的调节，变换器的开关频率也需大范围地变化，而变压器、电感等磁元件只能按最低频率设计，因此不可能做到最优化设计；另外，开关频率的大范围变化，给滤波器的设计也造成困难。,为了克服QRC变换电路变频控制造成的诸多问题，在20世纪80年代后期
32、和90年代初期，许多学者专家提出了能实现恒频控制的软开关PWM技术，希望通过采用这种技术使变换器同时具有PWM和准谐振变换器的优点，而且谐振过程可以被阻断，谐振时间可以被控制，在阻断期间，电路将以PWM开关模式工作，阻断过程结束后，电路可以继续完成谐振，这使得电路既可以通过频率调制方式又可以通过常规的PWM脉宽调制方式控制输出电压。,软开关PWM技术的中心内容是：(1)在电路开关器件发生状态转换时，开关器件工作于零电压或零电流条件下。(2)当开关状态转换完毕之后，器件工作于硬开关PWM状态下。软开关PWM技术分类：(1)零电流(ZCS)PWM变换器：PWM变换器中开关器件在零电流条件下发生状态
33、转换。(2)零电压(ZVS)PWM变换器：PWM变换器中开关器件在零电压条件下发生状态转换。,1、零电压谐振电路,图7.24(a)所示为普通Buck ZVSQRC电路。在其基础上增加一个开关管Q0和二极管D2，就构成了Buck ZVSPWM电路，如图7.24(b)所示。按前述定义，图7.24(b)所示电路仍然是属于串联模式(SM)。Q2和D2的增加，使得电路可以很方便地实现PWM控制。实际上，Q2和D2的增加，使得原来ZVSQRC电路中主开关管的恒定断态时间变成可以根据输入电压及负载变化而进行调节的变量。在恒定开关频率下通过调解此段时间就可以实现调节输出电压的目的。新增加的开关Q2和D2是在零
34、电流条件下完成开关过程的，因此，电路总的损耗量并未增加多少。,图7.24(b)所示电路的基本工作原理可简述如下：设初始时，电路中主开关管Q1导通，辅助开关管Q2关断，输出负载电流I0全部通过Q1，一个开关周期从开关管Q1的关断开始。当Q1在Snubber电容Cr的作用下关断后，输出电流I0迅速从Q1转移到Cr上，之后，Cr由恒定的电流I0充电，其两端电压ucr线性上升。当ucr上升到等于输入电压Uin时，续流二极管D导通。之后，Lr与Cr开始谐振，电感电流以谐振方式衰减，电容电压以谐振方式上升。当电感电流iLr下降到零后，由于辅助开关管Q2不导通，将保持在零态，电容电压ucr达到最大值，并保持
35、在该值上。这个状态的持续时间由电路输出电压的PWM控制要求确定。,当PWM控制策略要求再次导通主开关管Q1时，电路首先要导通辅助开关管Q2(在零电流下导通)，Q2导通后，Lr与Cr再次发生谐振(此时与常规的ZVSQRC电路状态相同)。当电容电压ucr谐振到零时，二极管D1导通，电感电流iLr流过二极管D1并逐渐衰减到零。在从二极管D1导通到iLr衰减到零的一段时间间隔内，主开关管Q1以在零电压下导通。另外，在二极管D1通后的任何时刻，辅助开关管Q2都可以在零电流下关断，因为全部电感电流流过二极管D1。电感电流iLr过零后，将在输入电压Uin的作用下线性上升，当iLr上升到等于I0时，续流二极管
36、D自然关断，一个完整的开关周期结束。,从上述的工作原理可以看出，在ZVSPWM电路中，所有的开关管及二极管都是在良好的工作条件下，即零电压或零电流条件下完成通断的。另外，电路可以以恒定的频率，通过调节脉宽的占空比来调节输出电压。,2、工作过程分析,在对Buck ZVSPWM电路一个开关周期的动态工作过程进行详细分析之前，同样需要作如下的几点假设：所有元器件都是理想的。滤波电感Lf足够大，变换器的输出可等效为一恒流源I0。Buck ZVSPWM电路的一个开关周期可分为六个时间段描述，电路拓扑及主要电量波形如图7.25及图7.26所示。从图7.25所示可知，拓扑模式(a)、(b)、(d)、(e)与
37、ZVS-QRC电路完全相同。而拓扑模式(c)、(f)则是标准的PWM运行模式。,设电路的初始状态为主开关管Q1导通，辅助开关管Q2关断，续流二极管D关断，输出电流I0全部流过主开关管Q1及电感Lr。(1)t0t1时间段(模式a)在时刻t0，主开关管Q1关断，之后负载输出电流I0全部流过电容Cr。这个时间段的等效电路拓扑图如图7.25(a)所示。在这个时间段有：初始条件为：ucr(t0)=0解方程式(7.30)可得：,(7.31),(7.30),当ucr在t1时刻上升到等于输入电压Uin时，续流二极管D导通，这个时间段结束。这个时间段的持续时间为：(2)t1t2时间段(模式b)在时刻t1，ucr
38、等于Uin，续流二极管D导通，负载电流逐渐转移到D上，电感Lr与电容Cr开始谐振。这个时间段的等效电路拓扑如图7.25(b)所示。在这个时间段有：,(7.32),(7.33),初始条件为：解方程组(7.33)可得：式中,谐振电路的特性阻抗，为谐振角频率。在时刻t2，ucr以正弦方式谐振到其最大值(ucr=Uin+ZrI0),而iLr则谐振为零，这个时间段结束。这一时间段的持续时间为：,(7.34),(7.35),(3)t2t3时间段(模式c，PWM模式)在时刻t2，电感电流iLr皆振到零，如果此时辅助开关管Q2导通，则iLr将继续向反方向 谐振。在Q2未导通前，iLr将一直保持为零，而电容电压
39、ucr也将一直保持为最大值。由于，因此在这个时间段，主开关管承受的电压为Uin，而辅助二极管D2承受的反向电压为ucrmaxUin。在这个时间段，电路将以标准的PWM模式运行，对应的电路拓扑如图7.25(c)所示。在这一时间段有：这个时间段的长短了T3（=t3t2)取决于电路PWM输出控制要求，如果T30，则电路的工作过程与ZVCQRC变换器完全一样。,(4)t3t4时间段(模式d)在时刻t3，导通辅助开关管Q2(零电流下导通)，之后，电感Lr与电容Cr，再次谐振这个时间段的等效电路拓扑如图7.25(d)所示。这个时间段电路的动态工作过程仍可由式(7.33)描述。在时刻t4，电容电压uCr皆振
40、到零，这个时间段结束。将uCr(t)=0代入到式(7.34)，可得出t1t2时间段与t3t4时间段长度之和，即：,(7.36),(5)t4t5时间段(模式e，电感充放电模式)在时刻t4，电容电压uCr皆振到零。之后，二极管D1导通，电感电流；iLr将通过D1向输入电压放电从而线性下降。在时刻t5，iLr下降到零。在Ucr谐振到零之后到iLr衰减到零之前(t4t5)，主开关管Q1可在零电压下完成导通过程。ILr衰减到零之后，将在输入电源电压Uin的作用下线性上升。这一时间段的电路拓扑模式如图7.25(e)所示。在这一时间段有：,(7.37),初始条件为：解方程组(7.37)可得：当iLr上升到等
41、于I0时，即t5时刻，这一时间段结束。将iLr(t5)=I0代入上式可得这一时间段的长度：,(7.38),(7.39),(6)t5t6时间段(模式f，PWM模式)在t5时刻，iLr上升到等于I0，续流二极管D关断。之后，电感电流iLr将保持为Ia。在这一时间段，电路将以标准的PWM方式运行，电流拓扑模式如图7.25(f)所示。这一时间段的长度T6=t6 t5仍然取决于电路的PWM输出控制策略。,3、零电流谐振电路,如图7.27所示是一个降压式准谐振变换器，工作原理同零电压式准谐振电路类似。,4、ZVS同ZCS比较,在ZVS中，开关承受的最大正向电压为Ud十Z0I0，它比电源电压大；在ZCS中，
42、开关承受的最大正向电流为I0+Ud/Z0，它比负载电流大。一般情况下，在开关频率较高时，ZVS比ZCS开关损耗小，因而更实用。,Thank You!,图7.1 PWM变换器中功率晶体管集电极电流和电压及瞬时功耗(a)iLr电极电流和电压；(b)瞬时功耗,图7.2所示为其电流、电压波形,图7.3 无阻尼并联谐振电路,图7.4 并联谐振电路的频率特性,图7.5 器件开关工作时的典型电压、电流及能量损耗波形,图7.6Buck等值电路,图7.7Buck电路中器件开关工作波形及能量损耗波形,图7.8PWM电路中器件的开关过程的轨迹(a)开通时的波形；(b)关断时的波形,图7.9逆变器桥臂,图7.10开关
43、波形,图7.11开关的电压电流轨迹,图7.12软开关电路基本结构a)串联电感 b)并联电感 c)扫并联二极管,图7.13ZCS型准谐振变流器,图7.14 ZCS型准谐振变流器的电压电流波形,图7.15 ZCS型准谐振变流器的电压电流轨迹,图7.16 ZVS型准谐振变流器的基本结构,图7.17 ZVS型准谐振变流器的电压电流波形,图7.18 ZVS型准谐振变流器的电压电流波形,图7.19谐振PWM的电压电流轨迹,图7.20谐振式ZCS变流器,图7.21零电流开关准谐振Buck变换器(a)基本电路原理图，(b)等效分析电路,图7.22零电流开关准谐振Buck变换器电路波形(a)半波模式；(b)全波模式,图7.23各时间段等效电路拓扑,图7.24 Buck ZVS-QRC与Buck ZVS-PWM变换电路,图7.25各时间段对应的的等效电路拓扑,图7.26电量波形,图7.27 ZCS谐振开关DCPC变换电路(a)BuckZCS-QRC变换电路；(b)BuckZCS-PWM变换电路,THE END,
